SP6PNZ

Projektowanie i Budowa Lampowych Wzmacniaczy Mocy   Richard Lloyd Measures, AG6K

Wprowadzenie /Uwagi VE3ABX/     WPROWADZENIE        CZĘŚĆ 1       CZĘŚĆ 2       CZĘŚĆ 3       CZĘŚĆ 4

Tekst jest polskim tłumaczeniem nigdy nie opublikowanego rozdziału książki autorstwa AG6K na temat krótkofalowych lampowych wzmacniaczy mocy .

Praca ta jest tak wartościowa i ciekawa, że warta jest zaprezentowania pomimo, że pewne jej elementy nieco się już zdezaktualizowały (co oczywiście oznacza, że postęp istnieje nawet jeśli chodzi o lampy radiowe). W takich przypadkach dodane są uwagi wyjaśniające zmiany w podejściu. Jej wartości również nie umniejsza fakt, że w wielu miejscach podejście autora wydaje się nieco chaotyczne (moja opinia).

 

Po początkowej fascynacji przyrządami półprzewodnikowymi prowadzącej do spychania lamp do kufra historii. Ostatnia dekada przyniosła dość gwałtowny wzrost zainteresowania lampami. Dwa największe tego obszary - jeśli chodzi o praktykę amatorską to akustyka i krótkofalarstwo.

Zaskakująco duża liczba producentów lamp, cały czas zarabia na ich produkcji. Istnieją takie firmy nawet w USA i Zachodniej Europie, aczkolwiek większość lamp jest obecnie produkowana w Chinach, Rosji i krajach wschodniej czy południowej Europy. Początkowo lampy produkowane w Chinach były bardzo (wręcz skandalicznie) niskiej jakości ale ostatnio zauważyć można bardzo silną jej poprawę.

Polityczne zmiany we Wschodniej Europie, a głównie upadek Związku Radzieckiego, spowodował wręcz zalanie Północnej Ameryki i Europy Zachodniej niedrogimi lampami nadawczymi pochodzenia Rosyjskiego. Są to głównie dwie kategorie lamp. Pierwsza to współcześnie produkowane lampy a druga to tzw. NOS (New - Old Stock) czyli lampy wyprodukowane w Związku Radzieckim (głównie dla wojska) w większości w latach 80-tych. Mają one oczywiście swoje problemy powodowane przez całe dekady magazynowania i częściowej utraty próżni, ale rozpowszechniły się sposoby na ich odrestaurowanie i bardzo powszechne użycie.

Często też można spotkać bardzo stare lampy produkcji północnoamerykańskiej, używane chyba głównie dla dużego do nich sentymentu.
("Jeśli lampa nie jest zrobiona przez RCA to znaczy że jest bezwartościowa").
Przykładem może być "niezniszczalna" 813 (rosyjska GU-13) oryginalnie zaprojektowana w 1938 roku na bazie tetrody strumieniowej 6L6 (1936), czy też 833A (rosyjska GU-48), której oryginalna wersja 833 pojawiła się w 1937 roku, obie cały czas spotykane i używane we wzmacniaczach mocy.
Największym współcześnie problem, z którym muszą się borykać amatorzy (szczególnie początkujący) budujący wzmacniacze lampowe jest brak odpowiedniej literatury.
Praktycznie wszystko co potrzebne jest do zrozumienia techniki lampowej znaleźć można tylko w starych albo bardzo starych wydawnictwach. Jedynym szeroko znanym i współcześnie wydawanym źródłem jest corocznie wznawiany "ARRL Handbook". Ale i on powoli odchodzi od lamp elektronowych.

Dla tych, którzy nie maja dostępu do tego typu literatury i nie znają języka angielskiego w stopniu pozwalającym na swobodne czytanie materiałów publikowanych na Internecie, przetłumaczony artykuł może w jakimś stopniu służyć jako dość dobre źródło praktycznej informacji na ten temat.

Richard Lloyd Measures, AG6K jest dobrze znanym w USA konstruktorem wzmacniaczy i utrzymuje on bardzo duży web site poświęcony wzmacniaczom lampowym. Stamtąd też pochodzi przetłumaczony artykuł.
Uwagi
Niektóre sformułowania pozostawiłem w wersji oryginalnej, jako, że albo lepiej one oddają znaczenie, albo są po prostu generalnie zaakceptowane niezależnie od języka. Przykładem mogą być międzynarodowo zaakceptowane zakresy częstotliwości, HF (3-30MHz), VHF (30-300MHz) czy UHF (300-3000MHz).

Nie dołączone są do oryginalnego artykułu żadne ilustracje, pomimo istnienia do nich wielu odnośników w tekście.

Tłumiki pasożytniczych oscylacji VHF.

Nieco przesadna wydaje się ocena indukcyjności "bezindukcyjnych" rezystorów (część 3). Tak amatorzy jak i wielu komercjalnych producentów lampowych wzmacniaczy mocy, używa często zwykłych (nie-drutowych oczywiście) rezystorów do tego celu, z bardzo dobrymi rezultatami, co oczywiście nie neguje zalet rezystorów bezindukcyjnych. Również wyjaśnienie sposobu działania takich tłumików, może być nieco kontrowersyjne. Wiele innych opinii sugeruje znacznie prostsze wytłumaczenie, gdzie indukcyjność Ls na pasmach HF staje się po prostu częścią indukcyjności poprzedzającej filtr PI. Takie indukcyjności są bardzo często dodawane w celu "odstrojenia" nadmiernej pojemności anody lampy i zmniejszenie współczynnika Q PI-filtra na najwyższych pasmach, szczególnie kiedy lampa pracuje w warunkach dużej impedancji wyjściowej. Indukcyjność ta jest za duża dla sygnałów o częstotliwości VHF, które muszą używać rezystora Rs, co połączone jest z ogromnymi stratami i w rezultacie obniża współczynnik Q. Oczywistym jest, że każda nadmierna indukcyjność tego rezystora jest niekorzystna, nawet przy takim wyjaśnieniu, jako, że obniży ona częstotliwość rezonansową VHF.
Rezystor ten powinien być zdolny do pracy na częstotliwościach rezonansów pasożytniczych VHF, co uzasadnia użycie tzw. rezystorów "bezindukcyjnych".

Rezystor obciążenia w obwodzie siatki sterującej.

Zastosowanie rezystorów obciążenia w obwodzie siatki sterującej (Rozdział "Projektowanie Wzmacniaczy Klasy AB1 - Uwagi" w części 4) przy pierwszym czytaniu może wydawać się trochę niejasne. Autor ma na myśli sterowany w siatce pierwszej układ wzmacniacza, gdzie dużej mocy bezindukcyjny rezystor, podłączony jest miedzy masą (przynajmniej dla wcz.) i siatką sterującą lampy. Większość mocy sterującej wydzieli się w tym rezystorze z uwagi na bardzo dużą impedancję wejściową siatki. Zaletą tego rozwiązania jest prawie całkowite zwarcie siatki do masy bardzo małą rezystancją i uzyskanie w rezultacie bardzo stabilnej pracy (najczęściej zupełnie bez konieczności neutralizacji).

Interesujące Linki

Ogromna ilość informacji na temat wzmacniaczy lampowych osiągalne jest na Internecie i bardzo łatwo można zebrać setki jak nie tysiące linków do nich. Nie miałem jednak intencji ich gromadzenia i zdecydowałem się na przedstawienie zaledwie kilku z nich.
Richard Lloyd Measures, AG6K (autor artykułu) jest dobrze znanym w USA konstruktorem wzmacniaczy i utrzymuje on bardzo duży web site poświęcony wzmacniaczom lampowym.
Kilka lat temu Paul S. Goble, III, ND2X zaczął zbierać informacje na temat rosyjskich lamp nadawczych. Jego web site "QRO via Russia" od tego czasu rozrósł się dramatycznie i zawiera ogromną ilość informacji na temat tak lamp jak i zbudowanych na nich wzmacniaczy. Wszystko jest oczywiście w języku angielskim, aczkolwiek utrzymuje on też ogromny zbiór linków do opisów wzmacniaczy w innych językach, głównie rosyjskim.
Świetnym źródłem informacji na tematy krótkofalarskie jest web site "Contesting" . Bardzo dużo praktycznych informacji na temat wzmacniaczy lampowych znaleźć można w archiwum jego forum dyskusyjnego na temat wzmacniaczy.
Bardzo dużo wiadomości o lampach elektronowych i ich działaniu znaleźć można na doskonałym web site "O lampach" w języku polskim.

 

Przedmowa AG6K
Manuskrypt ten był oryginalnie napisany w ramach kontraktu jako "Wzmacniacze i Projekty", Rozdział 13 "1995 ARRL Handbook". Mniej - więcej miesiąc przed skończeniem kontraktu otrzymałem telefoniczną wiadomość od Edytora "ARRL Handbook". Powiedział mi on, aby przerwać pisanie.

 

CZĘŚĆ 1            WPROWADZENIE        CZĘŚĆ 1       CZĘŚĆ 2       CZĘŚĆ 3       CZĘŚĆ 4

Wprowadzenienie

Wzmacnianie może być zdefiniowane jako: Proces zwiększania poziomu zmiennej wielkości - przede wszystkim napięcia i/albo prądu, bez istotnej zmiany innych wielkości.

Czysta sinusoida jest jedynym okresowym przebiegiem, który nie zawiera energii w harmonicznych. Cała energia zawiera się w podstawowej częstotliwości. Innymi słowami - czysta sinusoida jest koherentna. Utrzymanie jakości przebiegów sinusoidalnych w trakcie wzmacniania, jest zasadniczym problemem w projektowaniu i używaniu wzmacniaczy.

Pomimo, że dyskusja w tym artykule odnosi się do lamp elektronowych, to większość z tego odnosi się także do polowych tranzystorów mocy, jako, że oba są elementami wzmacniającymi sterownymi napięciem.

Katoda lampy elektronowej emituje chmurę elektronów. Jako, że są one nośnikami ujemnego ładunku, są więc mocno przyciągane przez dodatnie napięcie anody. Jeśli nic nie stoi na przeszkodzie to dość spory prąd przepływa pomiędzy katodą i anodą.
Słowo "siatka" opisuje wygląd - nie funkcję. Siatka zrobiona jest z pewnej liczby gęsto rozmieszczonych drutów albo prętów - jak klatka na ptaki. Siatka jest ulokowana blisko katody. W rezultacie siatka ma większy wpływ na elektrony pochodzące z katody niż odległa anoda. W ten sposób mała zmiana napięcia siatki powoduje dużą zmianę w strumieniu elektronów. Regulowanie strumieniem elektronów miedzy katodą i anodą - siatka działa jak zawór albo bramka. Siatka nie wymaga praktycznie żadnego prądu aby spełniać swoją rolę. W rezultacie wzmocnienie mocy takiej lampy jest teoretycznie bardzo duże.

Jako, że podobne ładunki się odpychają, wystarczająco ujemna siatka może całkowicie zatrzymać strumień elektronów do anody. W miarę jak siatka robi się coraz mniej ujemną, strumień elektronów miedzy katodą i anodą stopniowo się zwiększa. Innymi słowami, zwiększające się napięcie siatki, aczkolwiek cały czas negatywne, powoduje zwiększanie się strumienia elektronów między katodą i anodą. To samo dzieje się w drugą stronę: coraz bardziej ujemne napięcie siatki spowoduje zmniejszanie się strumienia elektronów z katody do anody. Tak długo jak siatka pozostaje negatywna w stosunku do katody, stosunek pomiędzy napięciem siatki i prądem anody jest w miarę liniowy.

Kiedy odpowiedni rezystor obciążenia jest włączony pomiędzy anodę i jej dodatnie źródło zasilania, wtedy zmiany prądu anody wywołane zmianą napięcia między siatką i katodą, spowodują proporcjonalne, typowo znacznie większe zmiany napięcia na tym rezystorze. Stosunek zmian napięcia na rezystorze do zmian napięcia siatki jest wzmocnieniem napięciowym i oznaczany jest Grecką literą m. Jako, że m jest zależne od napięcia anody i jest wyższe przy wyższych napięciach anody, więc średnia wartość m jest bardziej znacząca niż jego wartość maksymalna. Przeciętne wartości m są w granicach 2 do 240. m jest częściowo zależne od odstępów między drutami siatki i jej odległości od katody.

Klasy pracy
Stosunek czasu przewodzenia anody do długości jednego okresu, definiuje klasę pracy wzmacniacza. Kat przewodzenia 360^o oznacza, że anoda przewodzi prąd 100% długości jednego okresu przebiegu sinusoidalnego. Kat przewodzenia 90o oznacza, że anoda przewodzi prąd tylko 25% czasu jednego okresu. Dłuższe kąty przewodzenia dają bardziej liniową reprezentację wejściowego przebiegu sinusoidalnego. Krótkie kąty przewodzenia dają nam lepszą sprawność - i gorszą liniowość.

Klasa-A jest zdefiniowana jako kąt przewodzenia 360^o. Klasa B jest zdefiniowania jako kąt przewodzenia 180^o. Subskrypt 1 oznacza, że nie ma prądu siatki. Subskrypt 2 oznacza, że płynie prąd siatki - będący rezultatem sterowania siatki w obszar napięć dodatnich.

Kiedy kąt przewodzenia jest mniejszy niż 360^o, wtedy brakującą część przebiegu sinusoidalnego musi być jakoś wypełniona. Jednym z tego sposobów jest użycie efektu koła zamachowego wyjściowego obwodu strojonego. Innym sposobem jest użycie układu przeciwsobnego (push-pull). Jeśli lampa z każdej strony przewodzi przez co najmniej 180 stopni, wtedy czysty przebieg sinusoidalny może być uzyskany.

Klasa A
Klasa A jest najbardziej liniową klasą pracy wzmacniacza. Wzmacniacz klasy A jest zdolny do uzyskania poziomu zniekształceń: jedna część na 100,000 (mocy - VE3ABX) czyli -50dB. Teoretyczna sprawność wzmacniacza klasy A jest 50%. Praktyczna sprawność jest nieco mniejsza. Klasa A jest używana głównie we wzmacniaczach niskiego poziomu - gdzie sprawność nie jest istotna.

Jako, że element wzmacniający pracujący w klasie A przewodzi cały czas (360^o), więc wyjściowy obwód strojony nie jest potrzebny dla skompletowania przebiegu sinusoidalnego. Wzmacniacze klasy A świetnie się nadają do wzmacniania szerokopasmowego.

Prąd anodowy bez sygnału, jest w klasie A ustawiany z grubsza do wartości równej połowie maksymalnego prądu lampy. Pomimo, że wskazania miernika prądu anodowego pozostają stale dla sygnału zmieniającego się od zera do maksimum, to jednak chwilowe wartości prądu anodowego zmieniają się typowo od nieco ponad zero do 6-razy wskazania miernika.

Maksymalna moc osiągalna w klasie A jest z grubsza równa maksymalnej mocy strat użytej lampy.

Wzmacniacz pracujący w klasie A może być porównany do gazowego silnika turbinowego. Oba cechują się ciągłym suwem roboczym i żaden nie jest bardzo sprawny.

Klasa AB1
Sprawność wzmacniacza pracującego w klasie AB1 jest z grubsza 60%. Sprawność jest nieco większa kosztem zwiększonych zniekształceń - rzędu 1/10,000 części (mocy - VE3ABX) albo -40db. Jako, że większość transceiverów cechuje się zniekształceniami intermodulacyjnymi (IMD) co najmniej -36dB, więc wzmacniacz taki nie spowoduje znaczącego zwiększenia zniekształceń.

Prąd anodowy w klasie AB1 zmienia się proporcjonalnie do napięcia siatki przez około 60% okresu wejściowego przebiegu sinusoidalnego. Tak więc prąd anodowy jest odcięty przez około 40% tego okresu. Brakujące 40% jest wypełnione przez wyjściowy obwód rezonansowy działający jak koło zamachowe.

Nieco niezwykły stosunek pomiędzy wykonaną pracą, a napięciem siatki, istnieje w klasie A albo AB1. Siatka lampy jest utrzymywana w ujemnym zakresie napięć. Maksymalny chwilowy prąd anodowy, minimalne chwilowe napięcie anody i maksymalna chwilowa moc wyjściowa, wypadają przy chwilowym zerowym napięciu siatki, czyli maksymalny suw roboczy wypada przy zerowym napięciu na siatce sterującej (pierwszej siatce).

Siatka sterująca nie może stać się dodatnia, jako, że zacznie wtedy przyciągać elektrony z katody - w rezultacie powodując prąd siatki. Przepływ prądu siatki sterującej pogorszy liniową zależność pomiędzy napięciem siatki sterującej i prądem anodowym.

Ponieważ prąd siatki sterującej jest równy zeru w klasie A i AB1 - a jakiekolwiek napięcie pomnożone przez zerowy prąd jest równe zero watów - więc moc wysterowania jest zazwyczaj podawana jako zero w danych katalogowych lampy. Jednakże ładowanie i rozładowywanie kondensatora wymaga przepływu prądu, więc w rzeczywistym świecie rezystancji przewodów dla w.cz, ładowanie i rozładowywanie pojemności siatki z szybkością w.cz zużywa trochę mocy. W typowym wzmacniaczu KF wymagana moc wysterowania w klasie AB1 jest z grubsza równa 1% do 2% mocy wyjściowej. Tak więc typowe wzmocnienie mocy jest rzędu 50 do 100 razy. Spowodowana naskórkowością rezystancja przewodów na w.cz wzrasta ze wzrostem częstotliwości i większa rezystancja powoduje więcej strat typu I2 * R (prąd do kwadratu razy rezystancja). Ze wzrostem częstotliwości wielkość prądu potrzebnego do ładowania i rozładowywania pojemności siatki również rośnie - powodując nawet więcej strat I2 * R. Straty te mogą być skompensowane jedynie przez zwiększenie mocy sterującej.

Drivery (zazwyczaj transceiver) wymagają rezystywnego obciążenia - którego pojemnościowa siatka nie jest w stanie zapewnić - tak więc odpowiednia rezystancja musi być podłączona pomiędzy siatką sterującą i masą.

Prąd anodowy bez wysterowania we wzmacniaczu klasy AB1 jest typowo ustawiony na około 20% jego wartości przy pełnym wysterowaniu pojedynczym sygnałem (sygnałem jednotonowym).

Lampy zaprojektowane do pracy w klasie A i AB1 produkują bardzo duży szczytowy prąd anodowy, kiedy chwilowa wartość napięcia siatki sterującej jest zero. Typowo, szczytowy prąd anodowy jest trzy razy większy niż średni maksymalny katalogowy prąd lampy. Większość lamp używanych we wzmacniaczach w.cz klasy A i AB1 to są tetrody i pentody - lampy, których zaletą jest istnienie wzmocnienia pomiędzy siatką sterującą i siatką ekranującą (druga). Triody są raczej rzadko używane, jako, że jedyne rodzaje siatek sterujących, które mogą produkować duży prąd anodowy przy ich zerowym napięciu są te z m równym 2 do 5. Triody z małym m wymagają znacznie większego napięcia sterującego niż podobne tetrody. Jako, że doprowadzenie wysokiego napięcia w.cz do pojemnościowej siatki jest dość trudne, więc triodowe wzmacniacze w klasie A i AB1 są praktyczne jedynie do kilkuset kHz.

Klasa AB1 ze sterowaniem w katodzie
Najbardziej powszechna konfiguracja przy pracy w klasie AB1 jest ze sterowaniem w siatce. Jako, że zachodzi przy tym wzmocnienie w siatce sterującej jak również wzmocnienie pomiędzy siatką sterującą i siatką ekranującą uzyskiwane wzmocnienie mocy jest duże. Wzmacniacze klasy AB1 mogą być również sterowane w katodzie, jeśli lampą jest trioda albo tetroda. Siatka sterująca jest połączona z katodą przez co jej napięcie jest zawsze 0V - i nie ma prądu siatki. Siatka ekranująca (druga) jest podłączona do masy. Sygnał sterujący podłączony jest do katody/siatki sterującej. Jako, że sygnał wejściowy pojawia się pomiędzy siatką sterującą i siatką ekranującą więc tam jest on wzmacniany. Nie zachodzi przy tym żadne wzmacnianie w obwodzie siatki sterującej, jako, że połączona jest ona z katodą. Mzmocnienie mocy jest stosunkowo małe, ale za to liniowość jest doskonała. Collins 30S-1 jest przykładem sterowanego w katodzie wzmacniacza klasy AB1.
Wzmacniacz klasy AB1 jest podobny do jednocylindrowego silnika dwusuwowego. Suw roboczy zachodzi w połowie każdego obrotu wału korbowego - koło zamachowe (strojony obwód wyjściowy) dostarcza mocy pomiędzy suwami roboczymi - i jest on sprawniejszy niż gazowy silnik turbinowy (klasa A).

Klasa AB2
Klasa AB2 jest podobna do klasy AB1 z tym, że napięcie na siatce sterującej staje się dodatnie w czasie przewodzenia anody. Klasa AB2 może być użyta tak ze sterowaniem w siatce pierwszej jak i w katodzie.

Klasa AB2 ze sterowaniem siatki i z ujemnym sprzężeniem zwrotnym
Kiedy siatka sterująca staje się dodatnia, wtedy zaczyna przyciągać i przyśpieszać elektrony z katody. Część z nich uderza w siatkę i powoduje prąd siatki sterującej. Pozostałe elektrony trafiają w anodę. Przyspieszony w ten sposób strumień elektronów powoduje silny wzrost chwilowego prądu anody i gwałtowny spadek liniowości. Poziom zniekształceń sterowanego w siatce wzmacniacza klasy AB2 jest z grubsza 1 część na 100 [-20db]. W przypadku SSB taki poziom zniekształceń w praktyce z pewnością spowoduje zakłócenia dla stacji pracujących na bezpośrednio sąsiadujących częstotliwościach. Jednakże przez ograniczenie prądu siatki i dodanie nie zablokowanego kondensatorem bezindukcyjnego rezystora w obwodzie katody (dla spowodowania przeciwnego w fazie {ujemnego} sprzężenia zwrotnego) możliwe jest osiągnięcie zadawalającej liniowości w sterowanym w siatce wzmacniaczu klasy AB2 - ale tylko, jeżeli prąd siatki jest stosunkowo mały.

Nie zablokowany kondensatorem rezystor w obwodzie katody jest również pomocny w poprawianiu liniowości w Klasie AB1. Przykładem może być lampa 4CX250B, która ma nieco za duży poziom zniekształceń na SSB, pracując w klasie AB1. Poprawić to można przez dodanie nie zablokowanego kondensatorem rezystora 25W pomiędzy katodą i masą. Poprawa liniowości odbędzie się kosztem nieco wyższej wymaganej mocy sterującej dla tej samej mocy wyjściowej. Takie ujemne sprzężenie zwrotne w katodzie jest również użyteczne przy stosowaniu lamp odchylania TV - oryginalnie zaprojektowanych do przełączania, a nie do wzmacniania liniowego. Odpowiednio dobrany rezystor w obwodzie katody może pomóc w osiągnięciu rozsądnej liniowości.

Klasa AB2 z uziemioną siatką
Pomimo, że sterowany w katodzie wzmacniacz klasy AB2 z uziemioną siatką, pracuje z prądem siatki, to jednak jest on w miarę liniowy przez oczyszczające działanie ujemnego sprzężenia zwrotnego. Jest to rezultatem szeregowego połączenia sygnału wejściowego z wyjściowym będących w przeciwnej fazie. Dzięki ujemnemu sprzężeniu zwrotnemu, poziom zniekształceń we wzmacniaczu klasy AB2 z uziemioną siatką jest mały - typowo około 40dB poniżej PEP.

Triody z wysokim m pracują bardzo dobrze we wzmacniaczu klasy AB2 z uziemionymi siatkami. Triody ze średnim m też mogą być użyte, ale ich wzmocnienie jest mniejsze. Tetrody i pentody też zazwyczaj dobrze działają we wzmacniaczu z uziemioną siatką. Jako, że tetrody i pentody typowo mają wzmocnienie siatki sterującej do siatki ekranującej rzędu 5, łatwo jest założyć, że są one lepsze niż triody w tym zastosowaniu. Pamiętać jednak należy, że przez uziemienie dla w.cz. siatek sterującej i ekranującej tracimy ich wzmocnienie. Podłączenie napięcia stałego do siatki ekranującej NIE powoduje zwiększenia wzmocnienia, jako, że może ono tylko wystąpić, kiedy sygnał sterujący dołączony jest pomiędzy siatkami.

Osiągalna w klasie AB2 maksymalna moc wyjściowa jest z grubsza równa dwukrotnej mocy rozproszenia anody.

Klasa B
Klasa B jest definiowana - jako praca z kątem przewodzenia 180o. Wzmacniacz klasy B produkuje nieakceptowalny poziom zniekształceń przy pracy SSB.

Klasa C
Klasa C jest definiowana - jako praca z kątem przewodzenia mniejszym niż 180^o. W klasie C wzmacniający element jest celowo używany nieliniowo. Jest on używany jako przełącznik, aby obniżyć straty. Kąt przewodzenia anody w klasie C jest zazwyczaj wybierany jak najkrótszy. W efekcie to wyjściowy obwód rezonansowy produkuje przebieg sinusoidalny - coś jak dzwon uderzany okresowo młotkiem. Jest to podobne do zasady działania nadajników iskrowych.

Sprawność typowego wzmacniacza w klasie C jest wysoka. Kiedy porównany ze wzmacniaczem w klasie AB1 albo AB2 z tą samą mocą doprowadzoną (prądu stałego), wzmacniacz klasy C spowoduje wzrost odebranego sygnału w odbiorniku o 1dB - albo innymi sławami 1/6 podziałki S-metra. Jednakże istotne ustępstwa są wymagane, aby osiągnąć te 1/6 podziałki S-metra. Tak jak to jest ze wzmacniaczem klasy B zniekształcenia wzmacniacza pracującego w klasie C, są tak duże, że praca emisją SSB jest niemożliwa. Praktyczna jest jedynie praca emisjami CW, FM albo FSK. Zawartość harmonicznych w sygnale wyjściowym wzmacniacza klasy C jest spora. Zazwyczaj dodatkowa filtracja jest potrzebna do utrzymania wymaganego poziomu promieniowania częstotliwości harmonicznych.

Maksymalna moc osiągalna w klasie C jest z grubsza równa trzy do czterech razy mocy strat zastosowanej lampy.

Klasa D
Klasa D jest używana do ok. 1.6MHz - głównie w nadajnikach radiofonicznych AM. Element wzmacniający pracujący w klasie D bardzo szybko włącza i wyłącza ze stałą częstotliwością - jak w zasilaczu impulsowym - tyle, że z częstotliwością radiową. Amplituda wyjściowego sygnału w.cz. jest kontrolowana przez zmianę czasu włączania. Wygładzanie przebiegu jest uzyskiwane przez skomplikowane filtry, które przenoszą część energii nieparzystych harmonicznych z powrotem do częstotliwości podstawowej. Klasa D jest bardzo sprawna, ale jest limitowana w zakresie częstotliwości i łatwości przestrajania.

 

 

Projektowanie Wzmacniacza

Zaprojektowanie wzmacniacza, który da nam lata pracy bez niespodzianek, wymaga wielu przemyśleń. Zwykle kopiowanie układu z opublikowanych opisów, albo seryjnie produkowanych wzmacniaczy nie koniecznie jest najlepszym podejściem. Takie postępowanie może prowadzić do kopiowania błędów. Najlepszym podejściem jest zrozumienie każdej części wzmacniacza, dyskutowanie z innymi - i osiągnięcie własnych wniosków.

Podstawowymi warunkami wymaganymi do zrozumienia co się dzieje we wzmacniaczu, jest zrozumienie Prawa Ohma, indukcyjnych i pojemnościowych reaktancji, impedancji, rezonansu, zasady działania lamp elektronowych i trochę wiadomości o obwodach L i P.

Bardzo użyteczną publikacją o projektowaniu wzmacniaczy lampowych jest Care and Feeding of Power Grid Tubes wydana przez Eimac. Nie będę się specjalnie zajmował tematami przez tą książkę omawianymi.

Mowa o znakomitej publikacji wydanej oryginalnie przez firmę Eimac. Jej elektroniczną wersję cały czas można znaleźć na web site firmy Eimac. Można ją również znaleźć na web site G8WRB i wielu innych. G8WRB na swoim web site ma zresztą linki do wielu innych podobnych publikacji (bardzo dobrych).

Lampy kontra Tranzystory Polowe
Z chwilą wprowadzenia pierwszych polowych tranzystorów mocy w.cz. powszechnie sądzono, że wyparły by one z czasem bipolarne tranzystory i lampy elektronowe we wzmacniaczach mocy w.cz. Jako, że tranzystory polowe są lepsze w zastosowaniach przy napięciu 50V niż 12V, nie wyparły one bipolarnych tranzystorów mocy w zastosowaniach przewoźnych z zasilaniem 12V. Innym problemem okazał się koszt. Para polowych tranzystorów mocy zdolnych do wyprodukowania 1200W PEP na 29MHz kosztuje około sześć razy więcej niż podobna lampa czy lampy . Przy napięciu 50V tranzystory polowe potrzebują prąd 50A, czyli moc pobierana jest 2500W - co oznacza sporą ilość ciepła do rozproszenia. Sprostanie wymogom chłodzenia jest znacznie trudniejsze niż jest to w przypadku lamp elektronowych, jako, że te ostatnie będą wspaniale pracowały przy temperaturze ich powierzchni, która niszczy półprzewodniki krzemowe.

W zastosowaniach malej mocy w temperaturze pokojowej przyrządy półprzewodnikowe mogą pracować i 100 lat. Jednakże przy temperaturach złączy spotykanych w zastosowaniach dużej mocy, warstwy domieszkowe P i N powoli się ze sobą mieszają, erodując w ten sposób właściwości wzmacniające urządzenia półprzewodnikowego. Stosunkowo duży i rygorystyczny system chłodzący jest wymagany, aby osiągnąć rozsądną żywotność półprzewodnikowych urządzeń wzmacniających dużej mocy.

Inną trudnością w zastosowaniu półprzewodnikowych urządzeń dużej mocy w.cz. jest ich śmiertelna wrażliwość na parametry zasilacza. Lampy są dość tolerancyjne na zmiany napięcia zasilającego. Tranzystory jednakże są śmiertelnie wrażliwe na przepięcia. Znacznie łatwiej jest zbudować niestabilizowany zasilacz 3000V, 0.8A dla lampy, niż stabilizowany zasilacz 50V, 50A z zabezpieczeniami przed przepięciami, nadmiernym prądem czy przegrzaniem dla przyrządów półprzewodnikowych.

Generalnie lampowy wzmacniacz krótkofalowy o mocy 1500W jest sprawniejszy, bardziej wybaczający, łatwiejszy w chłodzeniu, bardziej spójny i tolerancyjny dla niedopasowania oraz tańszy niż podobny wzmacniacz półprzewodnikowy. Przykładowo para polowych tranzystorów produkcji Motoroli dla maksymalnej dozwolonej mocy kosztuje $800. Ich sprawność jest około 10% mniejsza niż możliwa do osiągnięcia we wzmacniaczu lampowym.

Uziemiona siatka - kontra sterowanie w siatce
Przez co najmniej ostatnie trzy dekady zdecydowana większość wzmacniaczy amatorskich, budowana jest jako wzmacniacze klasy AB2, sterowane w katodzie czyli wzmacniacze z uziemioną siatką. Jednym z powodów jest ich prostota - a przynajmniej jej wrażenie. Uziemić siatkę (siatki), sterować w Katodzie. Potrzebne są tylko trzy zasilacze - dla przekaźników, żarzenia i anody. Neutralizacja nie jest teoretycznie potrzebna, bo uziemiona siatka (siatki) ekranuje obwód wyjściowy, czyli anodę od wejścia, czyli katody.

W teorii jest to niemalże perfekcyjne rozwiązanie. Wzmacniacze z uziemionymi siatkami są praktycznie zawsze stabilne na częstotliwości pracy, jako, że na częstotliwościach KF reaktancja pojemności sprzężenia zwrotnego jest o wiele za duża, aby spowodować regeneracje. Jest to bardzo fortunne, jako, że nie ma sposobu na zneutralizowanie wzmacniacza z pojedynczą lampą pracującego z uziemionymi siatkami. Inną zaletą jest elastyczność. Prawie każda tetroda, pentoda albo trioda o dużym m znaleziona w składzie z częściami się nadaje. Liniowość jest zazwyczaj dobra a typowe wzmocnienie mocy 10 do 14dB jest do zaakceptowania. Jak dotąd, nieźle. Ale czas na wady.

Co się dzieje we wzmacniaczu z uziemionymi siatkami nie jest takie proste jak się wydaje. Zmienny komponent prądu anodowego i prąd siatki, czyli prąd w.cz. katody przechodzi całkowicie przez sprzęgający kondensator katody i przez wejściowy obwód strojony. W ten sposób strojony obwód wejściowy jest połączony w szereg (w przeciwnej fazie) z obwodem wyjściowym. Elementy obwodu strojonego muszą być zdolne do poradzenia sobie ze sporym prądem w.cz.. Producenci lamp zaprojektowanych do pracy z uziemionymi siatkami typowo zalecają używanie strojonego wejściowego obwodu P o dobroci Q w granicach 2 do 5. Wszystkie trzy reaktancje tego obwodu strojonego muszą się zmieniać proporcjonalnie przy zmianach częstotliwości, aby utrzymać akceptowalne SWR i Q. Jednakże, jeśli zezwoli się na zmianę Q, wtedy indukcyjność L może być nie strojona tak długo jak pojemności C₁ i C₂ są strojone. [Więcej na ten temat można znaleźć w rozdziale "Wejściowe Obwody Strojone."]

Nawet, jeśli krótkofalowy wzmacniacz z uziemionymi siatkami jest stabilny na częstotliwości pracy, na VHF siatka traci zdolność ekranowania wejścia od wyjścia. Krótkofalowe wzmacniacze z uziemioną siatką nie mają dobrej reputacji jeśli chodzi o stabilność na VHF.

Dla pokrycia szerokiego zakresu częstotliwości, sterowany w siatce pierwszej wzmacniacz klasy AB1, wymaga znacznie prostszego wejściowego obwodu strojonego niż wzmacniacz z uziemionymi siatkami. Typowo wzmacniacz sterowany w siatce pierwszej ma większe wzmocnienie mocy niż wzmacniacz z uziemionymi siatkami. Jedno-stopniowy sterowany w siatce wzmacniacz klasy AB1 ma tyle samo wzmocnienia co dwa połączone w szereg wzmacniacze klasy AB2 z uziemionymi siatkami. Wadą jest potrzeba dwóch dodatkowych zasilaczy - siatki sterującej i siatki ekranującej. Oba powinny być stabilizowane. Wysokonapięciowe polowe tranzystory mocy znacznie to ułatwiają.

Katody
Istnieją dwa rodzaje katod - bezpośrednio żarzone i pośrednio żarzone. W bezpośrednio żarzonej katodzie elektrony są emitowane przez włókno wolframowe, pokryte tlenkiem wolframu z 1.5% domieszką toru (stąd nazwa torowany wolfram), rozgrzane do temperatury rzędu 1800o Kelvina. W pośrednio żarzonej katodzie, włókno żarzenia nagrzewa metalowy cylinder, pokryty warstwą tlenków strontu i baru. Warstwa ta jest dość delikatna ale jednocześnie bardzo emisywna.
Węglik wolframu jest typowo produkowany przez żarzenie wolframu w atmosferze acetylenu (C2H2). Gaz ten rozpada się na atomy wodoru i węgla, które z kolei łączą się z atomami wolframu, tworząc warstwę węglika wolframu na powierzchni włókna żarzenia. Warstwa ta jest bardzo trwała, jako, że połączenie to jest uzyskiwane na poziomie atomowym. W trakcie używania lampy proces ten się odwraca. Węglik wolframu stopniowo traci atomy węgla i zamienia się z powrotem w metaliczny wolfram. Każde dodatkowe podwyższenie temperatury przyspiesza ten proces ekspotencjalnie. Katoda jest zużyta z chwilą utraty większości węgla.
Duże lampy mocy z zewnętrzną anodą, po całkowitej utracie emisji, mogą być odnowione - co jest typowo robione przez "nawęglanie" katody z użyciem acetylenu, a następnie uszczelnienie po przywróceniu próżni. Proces ten przywraca pełną emisję. Możliwe jest nawęglenie popularnej lampy 3-500Z, jednakże nie jest to ekonomiczne. Najmniejszą obecnie odnawianą lampą jest 3CX1000A7.
Każdy rodzaj katody ma swoje zalety i wady. Pośrednio żarzona cylindryczna [8877] i płaska [3CX100A5], katody mają znacznie mniejszą indukcyjność niż bezpośrednio żarzone katody z drutów. Dlatego też pośrednio żarzone katody są zdolne do pracy na wyższych częstotliwościach. Niektóre lampy z pośrednio żarzoną katodą pracują dobrze nawet na 2500MHz. Przykładem może być lampa 3CX100A5.

Bezpośrednio żarzone torowane katody wolframowe są bardziej odporne na uszkodzenia spowodowane elektronami odbijającymi się od anody. W niektórych, większych lampach, mogą one pracować z napięciami do 22kV. Elektrony przyspieszane przez tak wysokie napięcia poruszają się z bardzo dużą szybkością i po uderzeniu anody produkują promieniowanie Roentgena.

Torowane katody wolframowe nagrzewają się typowo w sekundzie, w czasie kiedy pośrednio żarzone katody potrzebują na bezpieczne nagrzanie się całej minuty, a czasem nawet trzech do pięciu minut.
Użyte w zakresie krótkofalowym lampy z pośrednio żarzonymi katodami cechują się znacznie wyższą ceną w przeliczeniu na 1 wat mocy wyjściowej niż lampy bezpośrednio żarzone. Do pracy na częstotliwościach VHF i wyższych, lampy z pośrednio żarzoną katodą są często jedynym wyborem. Lampy z bezpośrednio żarzoną katodą są jedynym wyborem na falach krótkich i bardzo dużych mocach wyjściowych.

Katody zasługują na szacunek. Napięcie żarzenia i prąd rozruchowy mają tutaj największe znaczenie.

Żarzenie - uwagi
Dla optymalnej żywotności bezpośrednio żarzonej katody, napięcie żarzenia powinno być ustawione tuż powyżej wartości, przy której moc wyjściowa PEP zaczyna spadać. W miarę zużywania się katody stopniowe podnoszenie napięcia żarzenia przywraca pełną moc. Używając tej techniki stacje radiofoniczne są w stanie uzyskać ponad 20,000 godzin pracy lampy z bezpośrednio żarzoną katodą.

Zgodnie z wydaną przez Eimac ® publikacją Care and Feeding of Power Grid Tubes, "każde zwiększenie napięcia żarzenia bezpośrednio żarzonej katody o 3%, powoduje skrócenie jej żywotności o 50% z powodu utraty węgla". Każde dodatkowe podwyższenie napięcia żarzenia o 3% skraca żywotność lampy o połowę. Czyli żywotność katody jest proporcjonalna do [E1/E2]^23.4 gdzie E1 jest minimalną wartością napięcia żarzenia umożliwiającą uzyskanie pełnej mocy wyjściowej PEP, a E2 jest jego rzeczywistą, powiększoną wartością. Jednakże w przypadku pośrednio żarzonej, tlenkowej katody, jeśli dopuści się do spadku napięcia żarzenia poniżej jego minimalnej wartości katalogowej, wtedy doprowadzić to może do złuszczenia się materiału emisyjnego katody i spowodowania zwarcia pomiędzy katodą i siatką sterującą. Z drugiej jednak strony, nadmierne napięcie żarzenia powoduje migracje emisyjnego baru do siatki sterującej co prowadzi do jej pierwotnej emisji elektronów.

Regulacja Napięcia Żarzenia
Bardzo łatwo jest wprowadzić regulację napięcia żarzenia lampy, kiedy jest ono zasilane z użyciem oddzielnego transformatora. Potrzebny jest jedynie nieduży potencjometr drutowy połączony w szereg z uzwojeniem pierwotnym tego transformatora. Staje się to znacznie trudniejsze, kiedy jest to żarzenie zasilane z dodatkowego uzwojenia transformatora wysokiego napięcia (anodowego), jako, że drutowy potencjometr na duży prąd o bardzo malej rezystancji musi być włączony po wtórnej, niskonapięciowej stronie transformatora. Jego typowa wartość dla pary lamp 3-500Z byłaby rzędu 0.01W/30A, co zdecydowanie nie jest powszechnie spotykane. Rozsądnym zamiennikiem może być np. 10-cio pozycyjny przełącznik na prąd 30A zwierający krótkie odcinki przewodu oporowego.

Pośrednio żarzone katody mogą być zniszczone przez ich zasilanie napięciem mniejszym niż nominalne napięcie żarzenia. Zbyt wysokie napięcie żarzenia powoduje odparowanie emisywnego materiału katody (zasadniczo baru) i jego osiadanie na siatce sterującej i innych elektrodach. Rezultatem jest skrócenie żywotności katody i niepożądana emisywność siatki po jej nagrzaniu przy nadawaniu. Manifestuje się to stopniowym spadkiem mocy wyjściowej przy pracy CW (AØ) zaczynającym się krótko po naciśnięciu klucza, typowo po ok. 2 sekundach.

Dla osiągnięcia maksymalnej żywotności pośrednio żarzonej katody przy pracy na KF, powinna ona być zasilana napięciem bliskim jej katalogowego minimalnego napięcia żarzenia. Najłatwiej jest to uzyskać przez użycie stabilizowanego zasilacza prądu stałego.

Utrzymanie napięcia żarzenia przy odbiorze
W typowym amatorskim wzmacniaczu mocy napięcie żarzenia zwiększa się o ok. 5% przy odbiorze z uwagi na zmniejszone obciążenie przewodów sieci energetycznej. Jest to zupełnie bezużyteczne, ale powoduje także ok. trzykrotnie szybsze zużywanie się emisji torowanej katody wolframowej niż przy nadawaniu. Zapobiec temu można przez użycie odpowiednio dobranego rezystora mocy włączanego w szereg z żarzeniem lampy dodatkową parą kontaktów przekaźnika nadawanie-odbiór. Użyć do tego można np. kontaktronu mocy zwierającego rezystor przy nadawaniu.

Rozruchowy prąd żarzenia
Włókno żarzenia bezpośrednio żarzonej lampy jest zazwyczaj zrobione jako dwie przeplatające się spirale zawieszone za końce. (zob. QST Wrzesień 1990, strona 15). Przewodność wolframu przy temperaturze pokojowej jest ok. 8.33 razy większa niż przy temperaturze pracy. Tak więc początkowy prąd 15-amperowego żarzenia może przekroczyć 100 amperów. Nie trzeba dodawać że 100 amperów zamieni spiralę żarzenia w doskonale elektromagnesy.

W triodach o dużym wzmocnieniu włókna żarzenia oddalone są od pierwszej siatki o tysięczne części cala. Nawet drobna zmiana pozycji włókna może spowodować jego zwarcie do siatki sterującej. Oczywiste jest więc, że aby temu zapobiec, powinno się ograniczyć prąd rozruchowy żarzenia, aby zminimalizować szok zarówno termiczny jak i magnetyczny.

Lampy pośrednio żarzone nie mają tego problemu, jako, że odległość między siatką sterującą i katodą nie zależy od poruszeń włókna żarzenia.

Firma Eimac® zaleca, aby prąd rozruchowy żarzenia był ograniczony do nie więcej niż podwójnej normalnej jego wielkości dla wielu produkowanych przez nią bezpośrednio żarzonych lamp wzmacniających, jak 3-400Z czy 3-500Z. Ta wartość jest łatwo przekraczana, jeżeli nie użyty jest specjalny transformator ograniczający prąd ( tj. z bocznikiem magnetycznym - VE3ABX) albo jakiś inny układ do jego ograniczania.

KONIEC CZĘŚCI 1

 

 

CZĘŚĆ 2          WPROWADZENIE        CZĘŚĆ 1       CZĘŚĆ 2       CZĘŚĆ 3       CZĘŚĆ 4

 

Zabezpieczenie siatki w układach z uziemioną siatką
Długotrwałe generowanie emisji AØ w paśmie 10m, z kondensatorem od strony obciążenia ustawionym na maksimum pojemności, spowodowałoby bardzo duży prąd siatki sterującej bez praktycznie żadnej mocy na wyjściu. W takich warunkach możliwe jest jej przegrzanie. Jednakże, ponieważ większość operatorów stroi wzmacniacz na maksymalną moc wyjściową - co praktycznie zachodzi przy normalnym prądzie siatki - więc niewielu jest w stanie ją przegrzać. Wydaje się więc, że skomplikowane układy zabezpieczające siatkę sterującą, są nie potrzebne.

Wadą elektronicznych układów zabezpieczenia siatki jest to, że nie są one efektywne w przypadku najczęściej spotykanych powodów jej uszkodzenia - chwilowych oscylacji na VHF.

Zabezpieczenie przed wyładowaniami w lampie
W trakcie większego wyładowania w lampie, miernik prądu anodowego, jak i inne podzespoły wzmacniacza, narażone są na bardzo silny impuls prądowy spowodowany rozładowaniem filtrujących kondensatorów zasilacza wysokiego napięcia. Wartość szczytowa prądu może przekroczyć 1000A, jeśli szeregowo włączony rezystor, ograniczający prąd zwarcia kondensatorów filtrujących zasilacza wysokiego napięcia, nie jest użyty. Taki rezystor jest włączony w szereg z dodatnim wyjściem zasilacza wysokiego napięcia. Najlepszy jest rezystor drutowy o dużym stosunku długości do średnicy. 10Ω 10W rezystor drutowy jest wystarczający do około 3kV/1A. Dodatkowe rezystory 10Ω mogą być użyte w przypadku większych napięć. Od ok. 1985 firma Eimac zaleca używanie rezystorów zabezpieczających o wartościach 10Ω do 25Ω.

Rezystor limitujący prąd wysokiego napięcia może eksplodować w trakcie poważniejszego wyładowania - powinien więc mieć wystarczającą ilość otaczającej przestrzeni. Jeśli jest to niemożliwe to inne elementy chassis powinny być zabezpieczone np. taśmą izolacyjną. Rezystory powlekane szkliwem są do tego najlepsze, jako, że będą siały dookoła odłamkami tak jak to często robią tańsze prostokątne rezystory ceramiczne. Rezystory w obudowach metalowych nie powinny być używane do tego zastosowania. Uszkodzony rezystor pokryty szkliwem powinien być zamieniony dwoma takim rezystorami połączonymi w szereg, aby zredukować wielkość napięcia w przeliczeniu na długość rezystora w czasie wyładowania.

Jeśli nastąpi przeskok iskry z dodatniego wyjścia zasilacza do masy - spowodowany przez jakiś śmieć albo niefortunny owad, wtedy ujemne wyjście zasilacza w typowym wzmacniaczu 1.5kW usiłuje podnieść się impulsowo do negatywnej wartości kilku kV. W rzeczywistych warunkach takie wydarzenie nie jest czymś odosobnionym. Wszystko co znajdzie się na drodze takiego wyładowania może zostać zniszczone. Ponieważ miernik prądu siatki sterującej jest typowo włączony pomiędzy masę i ujemne wyjście zasilacza, może on być narażony na wyładowania rzędu tysięcy woltów i setek amperów.

Najprostszym sposobem jego zabezpieczenia jest podłączenie krzemowej diody prostowniczej równolegle do miernika albo jego bocznika. Zazwyczaj tylko jedna dioda równolegle do miernika prądu stałego jest potrzebna. W niektórych układach najlepiej jest użyć dwóch przeciwnie skierowanych diod aby zabezpieczyć miernik przed wyładowaniami o obu polaryzacjach.

Czasem może zajść potrzeba użycia więcej niż jednej diody w szereg dla zabezpieczenia bocznika miernika. Dioda krzemowa zaczyna przewodzić przy napięciu ok. 0.5V. Dla uniknięcia wpływu na dokładność miernika, spadek napięcia na nim nie powinien przekraczać 0.5V na diodę. Przykładowo: bocznik 1W użyty na zakresie 1A będzie wymagał 1V spadku napięcia i dwie szeregowo połączone diody zabezpieczające będą musiały być użyte, aby zachować dokładność miernika. Podobnie, jeśli dla tego samego zakresu użyty jest bocznik 1.5Ω, napięcie będzie 1.5V i trzy diody będą potrzebne..

Do takiego zabezpieczenia nie powinno się używać małych diod. Duże i brzydkie diody wytrzymujące szczytowy prąd do 200A są najlepsze. Mniejsze diody i miernik, który mają one zabezpieczyć, mogą być zniszczone w czasie wyładowania. Dobrym wyborem są diody typu 1N5400 (50V) do 1N5408 (1000V). W tym zastosowaniu ich maksymalne napięcie wsteczne nie jest ważne. Diody rodziny 1N5400 wytrzymują 200A przez 8.3mS (pół okresu ładowania kondensatora filtru przy 60Hz - VE3ABX).

Wyjątkowo silne wyładowanie może spowodować wewnętrzne zwarcie diody zabezpieczającej, cały czas zabezpieczając kosztowne podzespoły. Prawie przyjemnością jest wymiana zwartej diody zabezpieczającej zamiast zniszczonego miernika.

Aby zmniejszyć możliwość pojawienia się dużego przepięcia na ujemnym wyjściu zasilacza wysokiego napięcia, kilka szeregowo połączonych diod zabezpieczających powinno być połączonych miedzy nim a masą. Przy szczytowym prądzie 200A, spadek napięcia na każdej diodzie będzie ok. 1.5V. Potrzebne są typowo trzy diody, i ograniczą one to przepięcie do ok. 4.5V. Katoda diody (pasek na obudowie) skierowana jest w stronę ujemnego bieguna zasilacza. Za pomocą takiej malej zmiany połączeń, ten sam łańcuch diod, może zabezpieczyć mierniki prądu siatki sterującej i prądu anodowego.
Lampy Pośrednio Żarzone
Iskrzenie wysokiego napięcia może zniszczyć lampę z pośrednio żarzoną katodą. Mechanizm tego zjawiska może być przedstawiony w następujący sposób: W wielu wzmacniaczach jedna strona włókna żarzenia jest uziemiona. Katoda podłączona jest do ujemnego bieguna zasilacza wysokiego napięcia. Przepięcie na ujemnym biegunie zasilacza, spowoduje wyładowanie pomiędzy katodą a uziemionym włóknem żarzenia. W najlepszym wypadku przebije ono izolację pomiędzy nimi. Może to też spowodować przepalenie włókna żarzenia albo wyładowanie między katodą i uziemioną siatką sterującą. W każdym przypadku lampa jest zniszczona.

Uziemianie jednej strony włókna żarzenia jest zaproszeniem do przebicia pomiędzy katodą i żarzeniem. Zamiast tego powinno się pozostawić oba końce żarzenia nigdzie nie podłączone. Jeśli żarzenie jest zasilane przez bifilarny dławik o indukcyjności rzędu 40uH, to jedną stronę włókna żarzenia połączyć można z katodą. Nawet jeśli takie połączenie nie może zapobiec przebiciu pomiędzy żarzeniem a katodą, powoduje to, że napięcie między nimi nie osiągnie niebezpiecznego poziomu.

Urządzenia Zabezpieczające Operatora

Zwieranie wysokiego napięcia
Komercyjne wzmacniacze, typowo używają urządzenia zabezpieczającego, które automatycznie zwiera dodatni biegun zasilacza wysokiego napięcia do masy, kiedy otwarta jest obudowa. Jeśli obudowa jest otwarta przed całkowitym rozładowaniem kondensatorów filtra, spowodowane tym zwarcie wysokiego napięcia do masy, może uszkodzić wzmacniacz. W większości wzmacniaczy z uziemioną siatką, jedyne połączenie ujemnego bieguna z masą, przechodzi przez miernik prądu siatki sterującej i jego bocznik. Nawet, jeśli kondensatory filtru naładowane są tylko do 200V, kiedy dodatni biegun wysokiego napięcia jest zwarty do masy i nie są użyte diody zabezpieczające, całe to 200V pojawi się na mierniku z bocznikiem. Wiele potencjalnie śmiertelnych amperów wyładowywanych kondensatorów może popłynąć w obwodzie miernika.
Typowo, diody prostownicze padają ofiarą przypadkowego włączenia wzmacniacza z otwartą obudową.

Automatycznie zwierające urządzenia zabezpieczające są nie tylko niebezpieczne dla podzespołów wzmacniacza, mogą one także stać się niebezpieczne dla operatora. Niebezpieczne jest założenie, że wzmacniacz jest bezpieczny tylko dlatego, że ma wbudowany układ zabezpieczający. Nawet z zasilaczem wysokiego napięcia zwartym do masy, jeżeli wzmacniacz jest włączony do sieci energetycznej, wewnętrzne połączenia po stronie sieci są pod napięciem i są potencjalnie niebezpieczne. Wzmacniacze są zawsze niebezpieczne. Nie mogą one być lekko traktowane nawet, jeżeli posiadają tzw. urządzenia zabezpieczające.

Najbezpieczniejszą i szybką metodą rozładowania kondensatorów filtra, jest użycie pary rezystorów drutowych. Rezystory ograniczą prąd rozładowania do bezpiecznej wartości. W mało prawdopodobnym przypadku przerwy w jednym z rezystorów, drugi rezystor cały czas będzie zdolny do rozładowania kondensatorów. Dla przeciętnego wzmacniacza o mocy 1500W, para rezystorów 1 do 5kW o mocy 50W w zupełności wystarczy. Zawsze jednak powinno się sprawdzić zasilacz anodowy woltomierzem, przed włożeniem rąk do wzmacniacza.

Bezpieczniki
Bezpieczniki są zaprojektowane dla specyficznych wartości prądu i napięcia. Bezpiecznik się sprawdza, kiedy bezpiecznie przepala - a nie w czasie kiedy funkcjonuje normalnie. Maksymalne napięcie bezpiecznika jest bardzo ważne. W niektórych wzmacniaczach, zwykle 250V bezpieczniki typu 3AG są beztrosko użyte w obwodzie, gdzie mogą być zmuszone do przerwania kilku kV. Przykładami mogą być obwody anody czy katody. Wszystko jest w porządku do czasu, kiedy wyskoczy jakiś problem. Kiedy bezpiecznik zaprojektowany do pracy przy 250V usiłuje przerwać przepływ nadmiernego prądu, delikatny przewód przepali się jak jest zaprojektowany. Obecność wysokiego napięcia spowoduje powstanie luku elektrycznego, na którym napięcie spadnie o ok. 20V, tak więc niebezpieczny prąd będzie w dalszym ciągu obecny w obwodzie. Po chwili bezpiecznik eksploduje i rzeczywiście przerwie przepływ prądu, ale stanie się to już po spowodowaniu poważnych uszkodzeń.

W czasie wyładowania bardzo wysokie przepięcia mogą się pojawić w obwodach normalnie niskonapięciowych. Przykładem może być obwód katody gdzie normalnie napięcia są w granicach 30 do 100V. Wydawałoby się więc, że bezpiecznik 250V jest prawidłowy. Jednakże w trakcie wyładowania kilka kV może się pojawić gdziekolwiek prąd katody jest przerwany. Najbezpieczniejszym miejscem na użycie bezpieczników 250V jest po pierwotnej stronie transformatorów sieciowych.

Zasilacze

Filtry
Istnieją zasadniczo dwa typy filtrów: z kondensatorem i dławikiem w szereg z wejściem i tylko z kondensatorem. Każdy z nich ma zalety i wady.

Filtry z kondensatorem mają dobrą odpowiedź na zmienne obciążenie. Jako, że nie wymagają one ani dławika, ani strojonych do rezonansu kondensatorów, są łatwe do zbudowania, nie zajmują dużo miejsca, są lekkie i niedrogie, i nie wymagają strojenia. Ich zasadniczą wadą jest to, że kondensator filtru ładuje się tylko przez drobną część okresu prądu zmiennego dostarczonego przez transformator. Kondensator się nie ładuje do czasu, kiedy chwilowe napięcie z prostownika przekroczy chwilowe napięcie na kondensatorze filtru. Oznacza to, że transformator jest albo w ogóle nie obciążony ( przez większość czasu - VE3ABX) albo bardzo mocno obciążony (przez drobną część czasu - VE3ABX), w różnych częściach okresu.

Przykładowo: przy częstotliwości sieci 60Hz, czas trwania jednej połowy okresu jest 8.333ms. W pojemnościowym filtrze pod obciążeniem, kondensator w ciągu trwania jednej połowy okresu (8.333ms) będzie się ładował (typowo) tylko przez ok. 1ms. Oznacza to, że stosunek prądu szczytowego do wyjściowego prądu obciążenia może wynieść 8 do 1. Aby zmniejszyć straty I2 * R w pojemnościowym filtrze zasilacza, tak transformator jak i wszystkie elementy jego strony pierwotnej (włączając w to i przewody sieciowe) jak również kondensatory filtru, powinny mieć niską rezystancję. Filtry pojemnościowe nie nadają się do użycia z transformatorami starego typu, zaprojektowanymi do pracy z filtrami z wejściem indukcyjnym (dławik). Typowo takie transformatory mają wysoką rezystancję uzwojenia.

Pojemnościowe filtry z wejściem indukcyjnym mogą być typu rezonansowego albo nie-rezonansowego. Nie-rezonansowa indukcyjność próbuje utrzymać stały prąd niezależnie od zmian prądu obciążenia. Taka jest natura każdej indukcyjności. Induktor zawsze próbuje utrzymać stały prąd przez chwilowe zwiększenie napięcia wyjściowego, kiedy prąd obciążenia gwałtownie spadnie, albo przez jego zmniejszenie w przypadku gwałtownego wzrostu prądu obciążenia.

Kiedy zwykły woltomierz jest użyty do sprawdzenia napięcia na wyjściu zasilacza z nie-rezonansową indukcyjnością, chwilowe zmiany napięcia pozostaną zazwyczaj nie zauważone z uwagi na jego bezwładność. Chwilowe zmiany napięcia występujące np. przy nadawaniu CW ciągu kresek z szybkością rzędu 5 słów na minutę mogą być łatwo zauważone przy użyciu oscyloskopu ze sprzężeniem dla prądu stałego. Ujemny impuls pojawi się na początku każdej kreski i dodatni na końcu. Ich amplituda i szerokość zależne są od pojemności kondensatora filtru i wielkości zmiany prądu obciążenia. Dodatnie i ujemne impulsy o amplitudzie ponad ±50% napięcia wyjściowego są możliwe przy gwałtownych zmianach prądu obciążenia w filtrach z nie-rezonansowym wejściem indukcyjnym.

Wahania napięcia przy zmianach obciążenia nie są generalnie dużym problemem chyba, że chodzi o emisję SSB. W przypadku użycia emisji SSB tak moc wyjściowa PEP jak i liniowość wzmacniacza poważnie ucierpiałyby przy użyciu filtru z nie-rezonansowym wejściem indukcyjnym.
Filtr z rezonansową indukcyjnością utrzymuje stosunkowo stałe napięcie wyjściowe przy gwałtownych zmianach obciążenia - zakładając, że pewna minimalna wartość prądu przepływa przez indukcyjność. Może to być prąd spoczynkowy lampy nadawczej wzmacniacza. Indukcyjność jest doprowadzana do rezonansu przez równoległy kondensator. W praktyce wartość użytej pojemności jak i rezystancja bleedera są tym co daje zadawalającą stałość napięcia wyjściowego. Wynikowa częstotliwość rezonansowa jest zazwyczaj nieco wyższa niż podwójna częstotliwość sieci. Takie dobrane pary; dławik/kondensator są osiągalne w firmie Peter W. Dahl, Inc. (Renomowana firma w El Paso, Texas, produkująca transformatory m.in. do lampowych wzmacniaczy mocy. W Północnej Ameryce kojarzy się ta nazwa z najlepszymi transformatorami - VE3ABX).

Istnieją dwa rodzaje indukcyjności filtru zasilacza, indukcyjność stała i indukcyjność zmienna (ang. "wahająca się" swinging). Indukcyjność "wahająca się" zmienia się w zależności od prądu obciążenia. Z uwagi na jej zmienny charakter, filtry z rezonansową indukcyjnością mogą użyć tylko indukcyjności stałej.

Wadami filtrów z rezonansową indukcyjnością są:

Kondensator użyty do zestrojenia indukcyjności musi mieć wytrzymałość napięciową, dla prądu stałego, ok. trzy razy większą niż napięcia wyjściowe zasilacza. Typowo użyte są kondensatory o pojemności rzędu 0.1 do 0.15mF o napięciu 7.5kV do 15kV.
Dla utrzymania możliwie stałej wartości napięcia, przy przełączaniu na odbiór, pewna minimalna wartość prądu bleedera musi przepływać przez indukcyjność filtra. Typowo jest to 10% wartości prądu przy nadawaniu. Powoduje to wydzielanie się w nim dość sporej ilości ciepła. Jeśli jednak kondensatory filtru mogą wytrzymać mniej więcej 50% wzrost wysokiego napięcia przy odbiorze, wtedy wymagane 10% prądu bleedera może być zredukowane do 0.5%.
Dławik jest ciężki i kosztowny.
Rezonansowy dławik filtru zazwyczaj produkuje słyszalne brzęczenie o ile nie jest impregnowany.
Zaletami filtru z rezonansowym wejściem indukcyjnym są:

Bardzo dobra regulacja napięcia (stałość).
Mocno zredukowane obciążenie transformatora i sieci elektrycznej szczytowymi wartościami prądu. Zmniejsza się również nagrzewanie transformatora.
Zastosowanie rezonansowego wejścia indukcyjnego podwaja maksymalny prąd transformatora, jednakże napięcie wyjściowe filtra tylko pojemnościowego jest wyższe.
Filtry z rezonansowym wejściem indukcyjnym są szeroko stosowane przez producentów wzmacniaczy komercyjnych i militarnych. Z uwagi na ich niższy pobór prądu z sieci energetycznej są one zdecydowanie lepszym wyborem przy zasilaniu z sieci o napięciu 120V (wyższy prąd) niż przy zasilaniu 240V ( oczywiście tylko w Płn. Ameryce - VE3ABX). Są one także lepszym wyborem do zastosowań o dużym ciągłym poborze mocy jak np.: RTTY, FM czy AM.

Układy Prostownicze
Półokresowy
- Zalety: może być użyty, gdzie jedna strona źródła napięcia jest uziemiona.
- Wady: wymaga większej pojemności kondensatora filtru;
powoduje przepływ prądu stałego w uzwojeniu transformatora;
duże zmiany napięcia wyjściowego przy zmianach prądu obciążenia;
diody prostownicze wymagają zabezpieczenia przed przepięciami w kierunku zaporowym.
Pełnookresowy - uzwojenie wtórne z wyprowadzonym środkiem
Taki rodzaj prostownika używany był powszechnie w zamierzchłych czasach, kiedy istniały jedynie prostowniki lampowe. Tylko jedno uzwojenie żarzenia lampy prostowniczej było potrzebne dla pełnookresowego prostowania, więc uzwojenia wtórne ze środkowym odczepem były powszechne w starych transformatorach. Trzy uzwojenia żarzenia byłyby potrzebne w przypadku konieczności użycia sprawniejszego pełnookresowego układu mostkowego (tj. Graetz's - nazwa nie uzywana w Płn. Ameryce - VE3ABX).
- Zaleta: W przypadku takiej potrzeby można zredukować napięcie do połowy jego wartości z pełnookresowym prostowaniem,
albo jednej czwartej wartości z prostownika z podwajaniem napięcia.
- Wada: W nie wydajny sposób używa tylko jednej połowy uzwojenia wtórnego na raz - nie wykorzystuje transformatora
w sposób optymalny.
Pełnookresowy układ mostkowy (Graetz - VE3ABX)
- Zalety: Pełne wykorzystanie możliwości transformatora;
możliwość użycia z filterm o rezonansowym wejściu indukcyjnym.
- Wada: Wymaga dwa razy większej ilości zwojów uzwojenia wtórnego niż pełnookresowy prostownik z podwajaniem napięcia.
Oznacza to konieczność użycia większej ilości warstw papieru izolacyjnego - co zabiera miejsce - i oznacza konieczność użycia cieńszego przewodu.
Pełnookresowy prostownik z podwajaniem napięcia
- Zalety: Pełne wykorzystanie możliwości transformatora;
w porównaniu z pełnookresowym prostownikiem mostkowym tylko połowa ilości zwojów jest potrzebna dla osiągnięcia
wymaganego napięcia na wyjściu. To z kolei oznacza wyższy stosunek miedzi do papieru w transformatorze.
Jeśli napięcie wyjściowe jest zmieniane przez przełączanie odczepów na uzwojeniu wtórnym transformatora wtedy napięcia
na użytym przełączniku są o połowę mniejsze niż w przypadku pełnookresowego prostownika mostkowego.
Pełnookresowe prostowniki z podwajaniem napięcia cechują się wyjątkowo niską zawartością tętnień o częstotliwości sieci.
Wynika to z faktu, że jedna połowa pojemności filtra ładuje się w czasie, kiedy druga połowa się rozładowuje.
Jako, że kształt przebiegu ładowania kondensatora jest prawie odwrotnością kształtu przebiegu jego rozładowania
więc rezultatem jest dość dobrze wygładzone napięcie stałe na wyjściu prostownika.
- Wady: Dla osiągnięcia zadawalającej stałości napięcia w funkcji obciążenia, wymagana pojemność kondensatorów filtra jest dwukrotnie
większa niż w przypadku pełnookresowego prostownika mostkowego. Wynika to z faktu, że każda połowa całkowitej pojemności
filtru ładuje się raz na pełny okres prądu wyprostowanego przez prostownik półokresowy, co wymaga, aby kondensator ten
utrzymał swój ładunek dwukrotnie dłużej, stąd wymaganie dwukrotnie większej jego pojemności.
To wymaganie jest łatwe do osiągnięcia z użyciem nowoczesnych aluminiowych kondensatorów elektrolitycznych.
Dostarczyć one mogą dość dużą pojemność przy niedużych rozmiarach i rozsądnej cenie. Pełnookresowe prostowniki
z podwajaniem napięcia są niepraktyczne do zastosowania z filtrem o rezonansowym wejściu indukcyjnym.

Transformatory
Osiągalne są dwa podstawowe typy transformatorów: z rdzeniem E-I (zwykłym) i toroidalnym (zwijanym - VE3ABX). Rdzeń E-I zrobiony jest z cienkich wykrojów z żelaza transformatorowego w kształcie E i I. Złożone razem tworzą one prostokąt z dwoma oknami na uzwojenia. Kompletny rdzeń składa się z kształtek E & I. Rdzeń toroidalny zrobiony jest z jednej długiej taśmy z materiału o określonej orientacji ziaren zawierającego żelazo, krzem i dodatki zwiększające przenikalność magnetyczną i zmniejszające straty. Materiał ten znany jest jako Hipersil. Firma Westinghouse Corp. byla oryginalnym właścicielem nazwy i patentu, który wygasł kilkadziesiąt lat temu. Istnieje wiele różnych gatunków tego materiału. Gatunek oznaczany jako 5 jest najlepszy z 22 na końcu skali.

Wyższa przenikalność magnetyczna oznacza, że mniej zwojów potrzeba dla wymaganej indukcyjności każdego z uzwojeń. To z kolei oznacza, że można użyć grubszego przewodu. Rezultatem jest transformator o małych rezystancjach i wysokiej sprawności. Rdzenie z Hipersil mają sprawność tak wysoką, że głównie rezystywne straty w miedzianym przewodzie decydują o sprawności transformatora. Transformatory zrobione z Hipersil są zdolne do produkowania prądów o bardzo dużych wartościach szczytowych, przez co świetnie się nadają do pracy w zasilaczach z tylko pojemnościowymi filtrami.

Proces przewlekania taśmy przez skompletowane uzwojenie transformatora byłby bardzo trudny i czasochłonny, więc wymyślona została szybsza metoda jego składania: Taśma jest wpierw nawijana na odpowiedniej formie. Po punktowym zgrzewaniu zwojów i zdjęciu z formy, uzyskany rdzeń jest wygrzewany w temperaturze około 700oC, aby go rozhartować. Po schłodzeniu rdzeń jest lakierowany. Po wyschnięciu jest on następnie precyzyjnie przecięty na dwie połowy i powierzchnie cięcia są płasko wypolerowane. Tak wykończone połówki można włożyć w kompletne uzwojenie i złożyć razem w pojedynczy rdzeń uzyskując prawie idealne magnetyczne sprzężenie pomiędzy nimi. Pasujące połówki rdzenia są oznaczane tak, aby pomysłowo ich nie pomieszać z innymi parami. Złączone połówki są następnie ściskane stalową taśmą podobną do używanej do pakowania dużych przedmiotów. Jeśli kiedykolwiek w przyszłości potrzebny jest dostęp do uzwojeń, taki transformator może być rozmontowany przez przecięcie stalowej taśmy i wyjęcie połówek rdzenia.

Hipersil nie jest już najbardziej sprawnym materiałem na rdzenie transformatorowe. Firmy energetyczne zaczynają używać nowych amorphous materiałów na rdzenie transformatorów. Rdzenie te są tak sprawne, że z chwilą wyłączenia transformatora albo odłączenia obciążenia uzwojenia wtórnego, zanikające pole magnetyczne powoduje przepięcia zdolne do zniszczenia transformatora. Urządzenia absorbujące przepięcia muszą być instalowane, aby temu zapobiec.

Maksymalna Moc Transformatora
Transformatory są powszechnie charakteryzowane maksymalną wartością "volt-amper" [VA]. Wartość ta jest w przybliżeniu równa maksymalnej mocy w watach, kiedy nominalny prąd skuteczny [RMS] płynie w każdym uzwojeniu transformatora i zasilany jest on nominalnym napięciem wejściowym o nominalnej częstotliwości. Obniżenie napięcia zasilania spowoduje zmniejszenie maksymalnej wartości VA transformatora.

Przy pracy na SSB i CW ciężki i kosztowny transformator może być zastąpiony mniejszym i lżejszym transformatorem bez wpływu na działanie wzmacniacza. Komercyjnie budowane wzmacniacze o mocy wyjściowej 1500W (zwane w USA "legal limit amplifiers" - VE3ABX) typowo używają transformatorów wysokiego napięcia o maksymalnej mocy ciągłej rzędu 600W - albo VA. Transformatory takie są zupełnie wystarczające do normalnej pracy na SSB. Są one również zdolne do krótkotrwałej pracy emisjami FM i RTTY pod warunkiem, że prostownik dołączony jest do odczepu o nieco niższym napięciu.

Napięcie wyjściowe zasilacza spadające o więcej niż 10%( w szczytach modulacji) oznacza, że użyty jest za mały transformator. Może to być również spowodowane przez niewystarczającą pojemność kondensatorów filtru, albo nadmierną rezystancją przewodów sieci energetycznej.

Maksymalny Prąd Transformatora
Wzrost prądu w jakimkolwiek przewodzie, powoduje wzrost mocy w nim wydzielanej proporcjonalny do kwadratu prądu (P = I2 x R). Jest to dość istotne, w przypadku transformatorów, z uwagi na ograniczone chłodzenie wewnętrznej części jego uzwojeń. Problem jest spotęgowany dodatnim współczynnikiem zmiany rezystancji w funkcji temperatury dla miedzi. Czyli, że w miarę wzrostu temperatury, rezystancja miedzianego uzwojenia wzrasta, co powoduje wzrost strat i dalszy wzrost temperatury, itd. To może spowodować lawinowy wzrost temperatury i, w efekcie, zniszczenie transformatora.

Jeśli prąd maksymalny uzwojenia wtórnego jest 1A wartości skutecznej, to oznacza to prąd obciążenia rezystywnego. Jeśli uzwojenie to podłączone jest do prostownika i filtru, wartość ta może się znacznie różnić. Przykładowo, jeśli pełnookresowy prostownik mostkowy (Graetz - VE3ABX) podłączony jest do filtru z rezonansowym wejściem indukcyjnym, wtedy skuteczny prąd wyjściowy może być pomnożony co najmniej 1.2 razy. Wyjściowe napięcie stałe zasilacza będzie około 85% wartości skutecznej napięcia uzwojenia wtórnego transformatora. Napięcie na wyjściu pełnookresowego prostownika z filtrem pojemnościowym będzie około 1.3 razy większe niż wartość skuteczna napięcia uzwojenia wtórnego transformatora. 30% wzrost napięcia może wyglądać bardzo dobrze, ale oczywiste jest, że nie jest to "za darmo". Zapłatą za wzrost napięcia wyjściowego jest zmniejszenie maksymalnego prądy wyjściowego. Wymagana przez kondensatory filtru wartość szczytowa prądu oznacza znaczący spadek maksymalnego prądu wyjściowego.

Z uwagi na dość dużą ilość zmiennych, bardzo problematyczne są wzory pozwalające na przeliczenie maksymalnej wartości skutecznej prądu wyjściowego transformatora, na maksymalny prąd stały na wyjściu zasilacza. Można do tego użyć w miarę dokładną zasadę. Jeśli transformator po mniej więcej godzinie typowej pracy jest za gorący w dotyku, to oznacza to, że jego wewnętrzne części są już w stanie rozkładu. Niewielkie zmniejszenie średniej wartości prądu wyjściowego, dość znacznie zmniejszy nagrzewanie transformatora z uwagi na wspomnianą jego kwadratową zależność strat od prądu obciążenia. Przykładowo; obniżenie prądu o 30% zmniejszy straty w uzwojeniu o około 50%.

Istnieje przybliżona metoda oceny maksymalnego prądu wyjściowego uzwojenia wtórnego transformatora użytego do pracy SSB, użytego z pełnookresowym prostownikiem i pojemnościowym filtrem. Nieco inna metoda może być użyta do znalezienia maksymalnego prądu wyjściowego dla pełnookresowego prostownika z podwajaniem napięcia. Obie metody oparte są na zmierzonej rezystancji i zmiennego napięcia wyjściowego uzwojenia wtórnego transformatora. Można je użyć dla oceny znalezionych używanych transformatorów. Potrzebny jest jedynie omomierz i przewód z krokodylkami. Przewód ten jest użyty do zwierania uzwojenia pierwotnego co zabezpiecza przed przepięciami w momencie odłączania omomierza.

Dla prostownika pełnookresowego z pojemnościowym filtrem, pomnożyć należy rezystancję uzwojenia wtórnego przez 70, dla znalezienia minimalnej chwilowej rezystancji obciążenia zasilacza. Napięcie wyjściowe zasilacza pod obciążeniem, znaleźć można przez pomnożenie wartości skutecznej nominalnego napięcia wyjściowego uzwojenia wtórnego przez 1.3. Bezpieczną chwilową wartość maksymalnego prądu wyjściowego zasilacza, znaleźć można przez podzielenie stałego napięcia wyjściowego zasilacza przez minimalną rezystancję obciążenia. Dla dokładniejszej analizy użyć można odpowiednich wykresów, które znaleźć można w innej części tej publikacji (tzn. ARRL Handbook - VE3ABX).

Przykładowo; uzwojenie wtórne o nominalnym napięciu wyjściowym 2000V wartości skutecznej i zmierzonej rezystancji dla prądu stałego 60Ω, będzie użyte z pełnookresowym prostownikiem i pojemnościowym filtrem. Bezpieczna, minimalna rezystancja chwilowego obciążenia, jest w przybliżeniu 70 x 60Ω = 4200Ω. Przybliżone, stałe napięcie wyjściowe pod obciążeniem będzie 1.3 x 2000V = 2600V. W tych warunkach maksymalny chwilowy stały prąd obciążenia będzie 2600V / 4200Ω = 0.62A.

Używając innej przybliżonej metody, znaleźć można wymaganą minimalną pojemność filtra. Podzielić można 50,000 przez minimalna rezystancje obciążenia. W użytym przykładzie będzie to 50,000 ÷ 4200 = 12mF.

Dla pełnookresowego prostownika z podwajaniem napięcia, użyć należy innej przybliżonej metody. Minimalna chwilowa rezystancja obciążenia równa się 300 razy zmierzona rezystancja uzwojenia dla prądu stałego; wyjściowe napięcie zasilacza pod obciążeniem równa się 2.5 razy nominalne skuteczne napięcie zmienne uzwojenia wtórnego.

Przykładowo: zmierzona rezystancja uzwojenia wtórnego o nominalnym zmiennym skutecznym napięciu 1000V jest 10Ω, minimalna chwilowa rezystancja obciążenia zasilacza jest 300 x 10Ω = 3000Ω i wyjściowe napięcie stałe pod obciążeniem jest 2.5 x 1000V = 2500V. Maksymalny chwilowy prąd obciążenia jest 2500V/3000Ω = 0.83A.

Minimalna pojemność każdej sekcji kondensatorów filtra jest w przybliżeniu 200,000 podzielone przez minimalną rezystancję obciążenia. Dla powyższego przykładu - każda sekcja kondensatorów wymaga minimum 200,000 ÷ 3000 = 67mF.

Parametry transformatora nie są oczywiście zależne tylko od rezystancji jego uzwojenia wtórnego. Jeśli np. użyty jest rdzeń z materiału Hipersil®, jego straty będą minimalne i maksymalny chwilowy prąd wyjściowy będzie większy. Rezystancja uzwojenia pierwotnego też jest istotnym czynnikiem, jako, że jest efektywnie połączona w szereg z rezystancją przewodów sieci energetycznej. Ta z kolei też może spowodować nadmierne spadki napięcia, jeśli wzmacniacz znajduje się w znacznej odległości od licznika energetycznego i użyty jest zasilacz z filtrem pojemnościowym. Jednym z rozwiązań jest instalacja używająca przewodów grubszych niż minimalne wymagane przez lokalne przepisy. Innym rozwiązaniem jest zainstalowanie samego zasilacza blisko licznika energetycznego i zainstalowanie przewodów wysokiego napięcia dla jego podłączenia do odległego wzmacniacza.

Koniec Części 2

 

 

 CZĘŚĆ 3             WPROWADZENIE        CZĘŚĆ 1       CZĘŚĆ 2       CZĘŚĆ 3       CZĘŚĆ 4

 

Zmiana Napięcia

Bardzo użyteczną jest możliwość zmniejszenia mocy wyjściowej wzmacniacza. Jednym ze sposobów jest jednoczesne zmniejszenie tak napięcia jak i prądu anodowego, przez co impedancja wyjściowa nie zmienia się znacząco. Pozwala to na zachowanie zaprojektowanej wartości Q wyjściowego filtru p, tak dla pełnej jak i dla obniżonej mocy wyjściowej.

Przełączanie odczepów uzwojenia pierwotnego nie jest najsprawniejszą metodą zmniejszania mocy wyjściowej jako, że powoduje on konieczność dodania do niego dodatkowych zwojów. Aby dla nich zrobić miejsce, średnica przewodu uzwojenia wtórnego musi być zmniejszona, tym samym zwiększając jego rezystancję. Efektywną metodą zmniejszania mocy wyjściowej jest przełączanie odczepów uzwojenia wtórnego. Typowy przełącznik ceramiczny łatwo sobie z tym poradzi pod warunkiem, że jest izolowany od masy i nie jest przełączany pod napięciem.

If no secondary tap is provided on a transformer, it is possible to lower the output voltage 50% by switching from fullwave doubler to fullwave bridge rectification. All that's needed is a suitable SPST vacuum relay, or well-insulated ceramic switch, two filter capacitors and four strings of rectifiers. For example, a power supply that produces 4000V for SSB could be operated at 2000V for RTTY, CW, or FM. The DC output current capability doubles when the output voltage is halved during fullwave bridge operation--just what's needed for FM's and RTTY's much higher duty-cycle. When switching the voltage output, it is best to temporarily switch the power supply off and then restart. The output voltage may be switched down without switching the supply off--provided that the amplifier is in standby.

Transformator Regulowany - Autotransformator
Na papierze regulowany autotransformator ( popularnie w Ameryce Północnej nazywany Variac® albo czasem Powerstat® - VE3ABX) wygląda bardzo dobrze. Takie autotransformatory są jednak przeznaczone do pracy z rezystywnym obciążeniem. Kiedy jest on ustawiony w pobliżu 100% napięcia, wtedy dodaje bardzo mało szeregowej rezystancji. Jednak, kiedy jest on ustawiony tylko na część napięcia, wtedy jego szeregowa rezystancja znacząco rośnie. Nie przeszkadza to, jeżeli obciążenie jest rezystywne. Jednakże staje się to bardzo niepożądane, kiedy obciążeniem jest zasilacz z filtrem pojemnościowym, z jego zapotrzebowaniem na duży prąd szczytowy. Jakkolwiek taki regulowany autotransformator będzie się zadawalająco sprawował z filtrem o rezonansowym wejściu indukcyjnym, to jego użycie z tylko pojemnościowym filtrem nie jest dobrym pomysłem.

Regulowany autotransformator może być użyty zamiast przekaźnika z opóźnieniem do ograniczania prądu rozruchowego. Jest to dobre rozwiązanie pod warunkiem, że operator zawsze pamięta o ustawieniu go blisko zera przed każdym włączeniem wzmacniacza. Przekaźnik z opóźnieniem jest tańszy i lżejszy, nie jest też podatny na pomyłki i dodaje znacznie mniej szeregowej rezystancji.

Istnieje jednak dla autotransformatora dobre zastosowanie przy ograniczaniu prądu rozruchowego. Do zwiększania i zmniejszania (w ciągu dwóch minut) napięcia żarzenia używającego chłodzonych wodą podpór żarzenia - Eimac® zaleca używanie autotransformatora napędzanego silnikiem elektrycznym zasilającego uzwojenie pierwotne jego transformatora żarzenia. Przykładem może być tetroda 8973 - dokładnie co jest potrzebne do zbudowania wzmacniacza liniowego o mocy 600kW.

Izolacja Transformatora
Większość transformatorów używa papieru do oddzielania i izolowania warstw uzwojeń. Papier jest hygroskopijny, tzn. absorbuje wilgoć z powietrza. Obecność wody zmniejsza właściwości izolacyjne papieru, z czasem zwiększając prawdopodobieństwo przebicia. Rozwiązaniem jest jego impregnacja. Najlepsze do tego są żywice syntetyczne. Smoła otrzymywana z ropy naftowej nie jest dużo gorsza. Jako, że impregnacja wypiera z wnętrza transformatora cale zawarte w nim powietrze - i powietrze jest słabym przewodnikiem ciepła - więc dodatkową zaletą impregnacji jest poprawa chłodzenia transformatora i obniżenie jego wewnętrznej temperatury, a tym samym przedłużenie jego przeciętnej żywotności. Impregnacja tylko minimalnie podwyższa cenę transformatora, mocno zmniejszając koszty na dłuższą metę. Wielu producentów transformatorów robionych na zamówienie oferuje impregnację jako dodatkową opcję za dopłatą. Przykładem jest firma Peter Dahl Co., która również oferuje taką opcję.

Impregnacja Transformatorów
Przemysłowa impregnacja transformatorów jest typowo przeprowadzana w komorze próżniowej, co umożliwia usunięcie wszystkich bąbelek powietrza. Przy odrobinie cierpliwości jest to możliwe do zrobienia bez takiego wyposażenia. Transformator należy wygrzać przez dwie do trzech godzin - na 1 funt (0.545kg - VE3ABX) jego wagi w temperaturze około 175oF/80oC. Wygrzewanie to ma na celu usunięcie wilgoci z jego wnętrza. Po jego wygrzaniu należy transformator położyć na grubej warstwie gazet tak, aby wszystkie jego wyprowadzenia skierowane były do dołu. Następnie okleić go trzeba szczelnie taśmą maskującą tak, aby utrzymać w nim płyn po jego odwróceniu.

Poliestrowa żywica syntetyczna do laminowania włókna szklanego jest zaprojektowana do łatwego wypełniania małych przestrzeni i wypierania bąbelków powietrza. Może ona być użyta do impregnacji transformatorów.

Do czystej puszki wlać należy ilość żywicy wystarczającą do wypełnienia ok. 5% wnętrza uzwojeń dolnej części transformatora. Następnie przy pomocy kombinerek wygiąć trzeba krawędź puszki w sposób ułatwiający wylewanie żywicy. Utwardzacz dodać trzeba w ilości zapewniającej umiarkowanie szybkie twardnienie żywicy co jest zależne od temperatury i wilgotności. Typowo jest to 5 kropli na uncje (uncja = 28.3 gramów - VE3ABX) żywicy. Wlewać żywicę do uzwojeń należy powolnym i jednostajnym strumieniem z jednej tylko strony uzwojenia, aby nie zamykać pozostających w nim banieczek powietrza. Ewentualne przecieki wyeliminować można za pomocą silikonu. Stwardniała warstwa żywicy na dnie nie musi być grubsza niż 5mm.

Następnie należy dolać do puszki ilość żywicy wystarczającą do wypełnienia pozostałej części uzwojeń transformatora. Dla transformatora o mocy rzędu kilku kVA użyć należy ok. 1.5 kropli utwardzacza na uncję żywicy i nieco więcej w przypadku mniejszego transformatora. Zasadą jest, że żywica nie może zacząć twardnieć przed ucieczką wszystkich bąbelek powietrza - lepiej jest więc dać trochę za mało utwardzacza, niż za dużo.

Ciepła żywica jest bardziej płynna co przyspiesza ewakuację bąbelek powietrza. Jednakże przyśpiesza to również proces twardnienia żywicy. Wewnętrzne nagrzewanie transformatora osiągnąć można przez obciążenie jego uzwojeń z użyciem autotransformatora. Jego regulowane wyjście podłączyć należy do uzwojenia o najwyższym napięciu. Uzwojenie o najwyższym prądzie zewrzeć należy przy użyciu amperomierza. Następnie ustawić należy napięcie wyjściowe autotransformatora, aby zwierający amperomierz wskazywał prąd, na który zwierane uzwojenie jest zaprojektowane. Ten poziom prądu spowoduje dość normalne wewnętrzne nagrzewanie transformatora. W chwili, kiedy zaobserwuje się początek procesu twardnienia żywicy wyłączyć należy nagrzewanie transformatora i skierować na niego strumień chłodzącego powietrza, jako, że jest to proces egzotermiczny.

Prostowniki
Najczęstszym powodem uszkodzeń prostowników zasilacza wysokiego napięcia jest nadmierny prąd wsteczny. W pełnookresowych i półokresowych prostownikach z filtrem pojemnościowym, pracujących na częstotliwościach 50Hz/60Hz, problem ten może być całkowicie wyeliminowany przez użycie takiej ilości, szeregowo połączonych diod prostowniczych w każdej jego gałęzi, aby suma ich Szczytowych Napięć Wstecznych (PIV, Peak Inverse Voltage - VE3ABX) przewyższała wyjściowe napięcie stałe nieobciążonego zasilacza o przynajmniej 50%. Przy pracy w znacznie podniesionych temperaturach nawet 100% może być wymagane.

Półprzewodnikowe diody prostownicze produkowane są współcześnie zupełnie inaczej niż 30 lat temu. W tamtych archaicznych czasach nawet diody prostownicze tego samego typu nie miały jednakowych parametrów w kierunku zaporowym. Uszkodzenia były bardzo powszechne. Specjalne układy kompensujące te różnice stosowane były dla ich zabezpieczenia. Rezystory i kondensatory były dodawane równolegle do szeregowo połączonych diod prostowniczych, prawdopodobnie kopiując zwyczaj używania rezystorów wyrównujących napięcia na szeregowo połączonych kondensatorach elektrolitycznych. W każdym jednakże układzie szeregowym, prąd w każdym z jego elementów jest taki sam. Dlatego, kiedy diody prostownicze połączone są szeregowo, ich obciążenie prądem zaporowym jest dokładnie takie same dla każdej diody zakładając, że nie są użyte równolegle rezystory. Producenci modułów prostowniczych, składających się z szeregowo połączonych diod, już dawno temu porzucili tą praktykę. Podręcznik Radioamatora (The Radio Amateur's Handbook) w swoich wydaniach z lat 1995/6/7 wyjaśnia, dlaczego takie 'wyrównywanie' jest powodem przedwczesnych uszkodzeń. [strony 11-9, szczyt środkowej kolumny]

Szeregowo połączone diody prostownicze powinny być tego samego typu. Mieszanie różnych typów diod prostowniczych w tej samej gałęzi może spowodować problemy w połowie cyklu, kiedy są one spolaryzowane zaporowo.

Po okresie przewodzenia, diody prostownicze potrzebują pewnej ilości czasu na to, aby przestały przewodzić, kiedy prąd w kierunku przewodzenia spadnie do zera. Ważne jest, aby dioda nie była w stanie przewodzenia w momencie, kiedy pojawi się napięcie w kierunku zaporowym. Może to być poważnym problemem przy prostowaniu napięć zmiennych o wysokiej częstotliwości, albo przebiegów prostokątnych. Podłączenie kondensatora równolegle do diody prostowniczej, może jej pomoc w szybszym przełączeniu. Jeśli zadaniem jest prostowanie napięć zmiennych o wysokich częstotliwościach, wtedy dobrym rozwiązaniem jest użycie szybkich epitaxialnych diod prostowniczych (fast-recovery). Jedno amperowe diody prostownicze o maksymalnym napięciu zwrotnym (PIV) 1000V(PIV) i 70 nanosecond recovery time są obecnie osiągalne za około 50¢ za sztukę w zamawianej ilości 100szt. (w USA w czasie pisania artykułu - VE3ABX).

Zestawy (Moduły) Prostownicze
Prostowniki o napięciach wstecznych ponad 1000V są typowo produkowane z szeregowo połączonych indywidualnych diod prostowniczych zalanych żywicą syntetyczną. Takie moduły bardzo estetycznie wyglądają po wmontowaniu, ale maja one też i wady. Żywica epoksydowa jest dość słabym przewodnikiem ciepła. Indywidualne diody zainstalowane na perfboard z dostępem powietrza oddają ciepło sprawniej niż takie wielo-diodowe moduły.

Osobiście nie jestem przekonany, że jest to dobre założenie. Żywica epoksydowa jest faktycznie nie najlepszym przewodnikiem ciepła, ale powietrze jest jeszcze gorsze. Indywidualne diody prostownicze będą oczywiście lepiej chłodzone, jeśli to powietrze jest szybko wymieniane przez wentylator. Również krótkie wyprowadzenia lutowane do większych powierzchni miedzianych działają jak radiator.

Kondensatory Filtra
Kondensatory filtra mają zazwyczaj charakteryzowaną maksymalną wartość prądu tętnień (ładowania i rozładowania kondensatora - VE3ABX). Jego wartość powinna być co najmniej równa maksymalnej wartości prądu wyjściowego zasilacza. Dobrej jakości kondensatory filtru zaprojektowane są tak, aby zminimalizować ich zastępczą rezystancję szeregową [ESR - Equivalent Series Resistance] Niska ESR oznacza wysoką wartość maksymalnego prądu tętnień.

(Dość szczegółowo jest działanie prostowników opisane w artykule "Elektronika nie tylko Analogowa - Zasilacze" - VE3ABX)

Osiągalne są dwa typy kondensatorów olejowych: kondensatory do zastosowania w filtrach i kondensatory szybkiego rozładowania do zastosowań w impulsowych laserach. Kondensatory szybkiego rozładowania zaprojektowane są dla maksymalnej pojemności na jednostkę objętości. Dla zmniejszenia wielkości, używana jest bardzo cienka folia metalowa, co powoduje zwiększenie ich zastępczej rezystancji szeregowej, przez co maja one większe straty (I razy R do kwadratu), kiedy obciążone są prądem tętnień.

Dla przedłużenia żywotności w zastosowaniach o dużym obciążeniu zapewnić należy swobodny przepływ chłodnego powietrza dookoła kondensatorów.

Jak niektórzy producenci zapewniają, kondensatory szybkiego rozładowania mogą być użyte w filtrach zasilaczy pod warunkiem, że nie przekracza się 60% ich maksymalnego chwilowego napięcia. W zastosowaniach o mniejszym obciążeniu można te 60% przekraczać. Łatwo można stwierdzić czy taki kondensator nadaje się do pracy w filtrze. Jeśli po godzinie pracy wzmacniacza z dość częstym nadawaniem kondensator jest ciepły w dotyku, oznacza to jego nadmierne wewnętrzne nagrzewanie. Takie nagrzewanie powoduje mechaniczne obciążenia, które może ostatecznie spowodować jego pękniecie na złączach albo wyciek oleju.

Jednym ze sposobów znalezienia oryginalnego przeznaczenia posiadanego kondensatora olejowego, na którego metryczce nie jest to wyraźnie zaznaczone, jest sposób w jaki oznaczane jest jego maksymalne napięcie. W olejowych kondensatorach szybkiego rozładowania zazwyczaj podawane jest napięcie szczytowe [PV albo VP]. Napięcie maksymalne kondensatorów olejowych może też być podawane w jednostkach napięcia zmiennego. Maksymalna wartość napięcia stałego może być znaleziona przez jego pomnożenie przez trzy.

Zdarzały się przypadki, gdzie demobilowe kondensatory szybkiego rozładowania, oferowane były na sprzedaż z podrobionymi oznaczeniami. Na przykład, kondensator oryginalnie oznaczony "3.5kVP" przez wytarcie kilku liter zmieniony byl na "5kV". W ten sposób kondensator olejowy dopuszczalny do użycia w filtrze przy maksymalnym napięciu 0.6 x 3.5kV = 2100V wyglądał by jako dobry do 5kV.
Praktycznym sposobem stwierdzenia, czy posiadany kondensator olejowy nadaje się do budowanego zasilacza, jest jego dołączenie do źródła napięcia zmiennego szeregowo z amperomierzem. Napięcie jest ustawione tak, aby zmienny prąd płynący przez kondensator, równy był oczekiwanemu maksymalnemu prądowi zasilacza.
Kondensator jest dobry jeśli po godzinie wykaże najwyżej nieznaczne nagrzewanie.

Istnieją również aluminiowe kondensatory elektrolityczne przeznaczone do szybkiego rozładowania (lampy błyskowe), ale nie nadają się one do zastosowań połączonych z występowaniem prądu tętnień.

Elektrolityczne kondensatory filtrujące nie posiadają żądnej tolerancji na prąd zwrotny i nagrzewanie. Napięcie pracy takich kondensatorów [WV] powinno być traktowane z szacunkiem. Napięcie oznaczane przez WV jest praktycznie ich maksymalnym napięciem. Pomimo ich bardziej delikatnej konstrukcji, filtrujące kondensatory elektrolityczne mają sporo zalet w stosunku do kondensatorów olejowych. Ich główną zaletą jest większa energia zmagazynowana w stosunku do ceny, do tego dochodzi mniejsza waga i mniejsze rozmiary.

Przy szeregowym łączeniu kondensatorów elektrolitycznych upewnić się należy, że napięcie na nich jest rozłożone równomiernie. Osiąga się to przez dołączanie wyrównujących rezystorów równolegle do każdego kondensatora. Rezystory te muszą mieć dość dokładnie taką samą rezystancję i nie może się ona zmieniać znacząco w miarę starzenia się rezystorów. Jeśli jeden z rezystorów zmieni swoją wartość znacząco, wtedy w rezultacie cały zestaw kondensatorów połączonych szeregowo, może ulec zniszczeniu, jak przewracające się kostki domina.

Nie istnieje magiczny wzór na obliczenie optymalnej wartości wyrównujących rezystorów. Niższa rezystancja oznacza szybsze rozładowanie kondensatorów po wyłączeniu zasilacza, ale jednocześnie powoduje wydzielanie się większej ilości ciepła. Wybrana wartość będzie zawsze jakimś kompromisem.

(Często oblicza się wartość takich rezystorów zakładając, że prąd przez nie przewodzony powinien być co najmniej 10 razy większy niż maksymalny prąd stały płynący przez użyte kondensatory - VE3ABX).

Kompozytowe rezystory węglowe dość znacznie zmieniają swoją rezystancję w miarę starzenia. To wyklucza ich zastosowanie do wyrównywania napięcia. Rezystory drutowe o dużych wartościach rezystancji robione są z bardzo cienkiego drutu oporowego, przez co nie są one wystarczająco niezawodne. Rezystory metalizowane [MOF - Metal Oxide Film] są znacznie bardziej niezawodne. Początkowa rezystancja rezystora metalizowanego jest typowo bardzo bliska jego wartości nominalnej i nie zmieni się przez wiele lat. Trzy watowy metalizowany rezystor Matsushita/Panasonic® o rezystancji 100kW jest przykładem dobrego rezystora wyrównującego napięcie dla kondensatorów elektrolitycznych na napięcie 450V. Daje on rozsądny czas rozładowania kondensatorów i nie nagrzewa się nadmiernie. Rezystory takie osiągalne są w DigiKey ( DigiKey w Thief River Falls, Minnesota jest jednym z najlepszych wysyłkowych dystrybutorów części elektronicznych w USA. Obecnie przyjmuje zamówienia z całego świata - VE3ABX).

Elektrolityczne kondensatory filtrujące mogą być szybko zrujnowane przez prąd zwrotny. Zdarza się to często w przypadku uszkodzenia prostownika. Zapobiec temu można przez dołączenie diody prostowniczej, na napięcie co najmniej 600V, równolegle do każdego kondensatora, z paskiem oznaczającym katodę diody, skierowanym w stronę dodatniego bieguna kondensatora.

Polaryzacja Siatki Sterującej
W przypadku, kiedy siatka sterująca jest spolaryzowana przez pojedynczą diodę zenera w szereg z katodą, nie ma możliwości skompensowania różnic między indywidualnymi lampami. Możliwym rozwiązaniem jest użycie pewnej ilości szeregowo połączonych diod prostowniczych w kierunku przewodzenia. Polaryzacja siatki może w ten sposób być zmieniana skokowo co mniej-więcej 0.7V, przez przełączanie ilości diod.

Tradycyjnie mechaniczny przekaźnik używany jest do zmiany polaryzacji siatki sterującej, przy przełączaniu z nadawaniu na odbiór. Może on być zastąpiony przez optoizolator, który zrobi to szybciej, taniej i ciszej i do tego będzie bardziej niezawodny.

Istnieją zasadniczo dwa sposoby sterowania przełącznika polaryzacji siatki sterującej - sterującym sygnałem w.cz. i prądem przekaźników nadawanie - odbiór. Przełączanie sterującym sygnałem w.cz. może wyglądać interesująco, ale powoduje ono dwa problemy. Wzmacniacz jest przełączany gwałtownie pomiędzy liniowym i nieliniowym punktem pracy, w czasie miękkich sylab mowy. To powoduje splatter i choppy brzmienie glosu. Kiedy przełącznik polaryzacji siatki sterującej jest sterowany przez prąd przekaźników nadawanie-odbiór niemożliwe jest przełączenie do nieliniowego punktu pracy lampy w czasie nadawania. Takie przełączanie może być rozwiązane z utyciem optoizolatora. Jego wejściowa dioda święcąca może być zasilana prądem przekaźników, a wyjściowy fototranzystor może sterować tranzystor przełączający polaryzację siatki.

Polaryzacja Siatki Sterującej w Klasie AB1
Jako, że w klasie AB1 praktycznie nie ma prądu siatki, bardzo łatwo jest zrobić regulowany zasilacz polaryzacji. Brak prądu siatki w klasie AB1 bardzo upraszcza konstrukcję regulowanego zasilacza jej polaryzacji. Typowo ujemne napięcie odcięcia siatki sterującej przy odbiorze, będzie około 50% wyższe niż przy nadawaniu. Optoizolator sterujący wysokonapięciowy tranzystor polowy, może być użyty do przełączania polaryzacji siatki przy przełączaniu między nadawaniem i odbiorem.

Szybkie przełączanie w.cz.
Konwencjonalny przekaźnik potrzebuje z grubsza 25mS na przełączenie. Tradycyjnie takie przekaźniki używane są do przełączania w.cz. i polaryzacji siatki. To było do zaakceptowania w czasach, kiedy transceivery również używały takich przekaźników. Obecnie produkowane transceivery zaprojektowane sa do pracy AMTOR, telegrafii QSK i SSB z użyciem VOX. Przełączanie nadawanie /odbiór współczesnych transceiverow zachodzi bardzo cicho i zajmuje nie więcej niż 5ms. Takie urządzenia typowo używają pojedynczych przełączających (SPST - Single Pole, Single Throw) kontaktronowych przekaźników do przełączania anteny między odbiorem i nadawaniem. Podobne przekaźniki mogą być użyte do przełączania w.cz na wejściu wzmacniacza. Firmy Jennings i Kilovac produkują szybkie pojedyncze przełączające przekaźniki próżniowe o maksymalnym ciągłym prądzie 7A na częstotliwości 32MHz [2450W na 50Ω]. Przekaźnik produkowany przez firmę Jennings oznaczony jest jako RJ-1A. Przekaźnik firmy Kilovac jest HC-1. Kiedy użyte z elektronicznym układem przyśpieszającym każdy z nich może przełączyć w czasie niższym niż 2ms. Jakkolwiek obie firmy produkują podwójne przekaźniki przełączające (DPDT - Dual Pole, Dual Throw) to jednak żaden z nich nie jest tak szybki jak najszybsze pojedyncze. Typowo dwa osobne pojedyncze przekaźniki są szybsze niż jeden podwójny

Przełącznik z diodą przełączającą typu PIN
Innym przyrządem, który może być użyty do szybkiego przełączania sygnału w.cz., jest dioda typu PIN [P-Intrinsic-N]. Diody tego typu są podobne do diod prostowniczych na napięcie zwrotne 1000V, tj. mają one wewnętrzną tzw. intrinsic szeroką warstwę oryginalnego (bez domieszek) półprzewodnika pomiędzy warstwa P i N. Diody takie są szeroko używane w radarach, jako przełączniki nadawanie/odbiór.

(Większość diod typu PIN nie nadaje się do przełączania częstotliwości pasm krótkofalowych. Dolna częstotliwość pracy diody typu PIN limitowana jest przez czas przelotu nośników przez warstwę oryginalnego półprzewodnika (intrinsic), i tylko diody z bardzo grubą warstwą zachowują się jak diody PIN na częstotliwościach tak niskich - VE3ABX).

Dioda typu PIN jest wyłączana przez jej polaryzowanie napięciem stałym w kierunku zaporowym, co poszerza warstwę intrinsic i włączana przez przepuszczanie prądu stałego w kierunku przewodzenia, co wypełnia warstwę intrinsic nośnikami prądu. Diody te są bardzo szybkimi przełącznikami. Ich żywotność jest praktycznie nielimitowana tak długo jak nie przekraczane jest ich maksymalne napięcie zaporowe.

Typowe zaporowe napięcie przebicia jest rządu 1000V. Wzmacniacz amatorski o maksymalnej dopuszczalnej mocy (1500W w USA - VE3ABX) produkuje napięcie około 800V od szczytu to szczytu [p-p] na obciążeniu 50Ω, tak więc dioda PIN o napięciu maksymalnym 1000V jest zupełnie wystarczająca. Jeśli jednak impedancja obciążenia jest wyższa, np. z powodu mniej niż wspaniałego SWR, wtedy przełącznik może być narażony na napięcia wyższe niż 1000V. Nie stanowi to problemu dla typowego szybkiego przekaźnika próżniowego. Nawet jeśli jego maksymalne dopuszczalne napięcie jest chwilowo przekroczone, niewielka jest szansa na zniszczenie jego kontaktów. Przyrządy półprzewodnikowe nie są jednak tak wybaczające. Nawet pojedyncze przepięcie może zniszczyć diodę PIN.

Dla komputerowo sterowanej emisji CW o prędkości rzędu 100 słów na minutę, dioda typu PIN jest z pewnością jedyną opcją. Dla CW o szybkości 30 słów na minutę, AMTOR albo szybkiego SSB/VOX przekaźnik próżniowy ma więcej zalet.

Maksymalne Dopuszczalne Parametry Przyrządów Półprzewodnikowych
Różne typy przyrządów półprzewodnikowych mają te parametry podawane w różny sposób. Niektóre dane są realistyczne inne niż. np. maksymalna moc tranzystorów mocy i dużych diod Zenera nie jest w praktyce osiągalna chyba, że ekstremalne i drastyczne środki są zastosowane dla utrzymania temperatury obudowy poniżej dopuszczalnej 25oC. W praktyce jednak, bezpieczne jest obciążanie ich jedynie do 30% publikowanej maksymalnej wartości mocy czy prądu. Dodatkowo, bipolarne tranzystory mocy, bardzo łatwo ulęgają tzw. wtórnemu przebiciu. Np. tranzystor mocy oznaczony jako "1500V, 8A, 150W" może być w stanie bezpiecznie przyjąć tylko 15W przy umiarkowanym napięciu kolector-emiter. Tranzystory polowe typu T-MOS są znacznie mniej podatne na wtórne przebicie.

Maksymalny prąd diod prostowniczych z wyprowadzeniami drutowymi jest dość realistyczny, kiedy są one zainstalowane w typowych warunkach i zapewniony jest swobodny przepływ powietrza dla ich chłodzenia.

Pomiar Maksymalnego Napięcia Zwrotnego
Typowo, diody prostownicze tego samego typu, nieco się różnią w ich maksymalnym napięciu zwrotnym. Dobrym pomysłem jest pomiar lawinowego napięcia każdej diody. Spadek napięcia na diodzie prostowniczej, przy przepływie prawie maksymalnego prądu w kierunku zaporowym, jest jej napięciem lawinowym. Przewyższenie tego napięcia może być śmiertelne dla diody prostowniczej.

Przyrządy do Pomiaru Napięcia Przebicia
Przyrządem do pomiaru napięcia przebicia (zwany high-pot), może być opisany jako nie mierzący bezpośrednio w omach, omomierz z wewnętrznym regulowanym źródłem wysokiego napięcia. Jest on bardzo użytecznym narzędziem. Takie przyrządy są niezbędne do testowania próżniowych przekaźników i kondensatorów, kondensatorów blokujących, powietrznych kondensatorów zmiennych, diod prostowniczych i do szukania problemów w izolacjach. Budowa, albo naprawa lampowego wzmacniacza mocy bez takiego przyrządu, jest jak żeglowanie przez ocean bez przyrządów nawigacyjnych. W większości zastosowań amatorskich podzespołami o najwyższym napięciu są próżniowe kondensatory zmienne i próżniowe przekaźniki o wytrzymałości napięciowej sięgającej 15kV (napięcia stałego) albo 9kV w.cz. (wartości szczytowej), więc wystarczy tester o zakresie napięć 0 do 15kV.

Komercjalne przyrządy do pomiaru napięcia przebicia są dostępne ale nie są one tanie. Taki przyrząd może być bardzo łatwo zbudowany z części pochodzących w znacznej części z demontażu albo wyprzedaży. Jego najważniejsze części to wysokonapięciowy transformator na 50/60Hz o małym (>1A) prądzie wyjściowym, autotransformator 0 - 120V, żarówka na 120V (oczywiście w Płn. Ameryce - VE3ABX), kilka diod i rezystorów, mikroamperomierz i dwa kondensatory filtru.

Komercjalne, nisko prądowe zasilacze wysokiego napięcia także mogą być użyte pod warunkiem, że użyty jest autotransformator z ograniczającą prąd, szeregowo podłączoną żarówką. Żarówka ogranicza prąd zwarcia (na wyjściu) do bezpiecznego poziomu, przez co można obejść się bez bezpiecznika. Moc żarówki jest z grubsza proporcjonalna do mocy zasilacza. Jej prąd nominalny [I=P/E] powinien być podobny do prądu bezpiecznika jaki użyty by był po pierwotnej stronie transformatora zasilacza. Kilka mega omowy rezystor jest użyty (po wtórnej stronie transformatora - VE3ABX) dla ograniczenia maksymalnego prądu płynącego do testowanego przyrządu. Mikroamperomierz powinien być zabezpieczony przez równoległe dołączenie przeciwnie skierowanych 1 amperowych diod prostowniczych.

Stopniowy Start
Korzystne, dla większości zasilaczy, jest użycie czegoś do złagodzenia szoku prądowego przy włączaniu. Dziesięcio-amperowy podwójny przekaźnik przełączający i dwa dziesięciowatowe rezystory o oporności rzędu 25W w zupełności wystarczają do zrobienia układu stopniowego startu przeciętnego wzmacniacza o mocy 1500W. Taki układ włączony jest w szereg z bezpiecznikami po stronie sieciowej. Obwody żarzenia, zasilacz wysokiego napięcia, główny wyłącznik i zasilacze niskiego napięcia zdecydowanie skorzystają z zalet delikatniejszego startu.

Stabilność na VHF (UKF)
Każdy wzmacniacz krótkofalowy ma co najmniej dwa rezonansowe obwody wyjściowe. Wyjściowy filtr typu P jest oczywistym rezonansowym obwodem wyjściowym. Mniej oczywisty jest pasożytniczy obwód rezonansowy dla VHF składający się głównie z pojemności anody lampy i indukcyjności połączenia anody z wyjściowym filtrem P . W typowych wzmacniaczach o mocy rzędu 1500W obwód ten ma rezonans w okolicy 100MHz - dobrze w granicach maksymalnej częstotliwości pracy lamp zaprojektowanych do użycia w takich wzmacniaczach.

Zastępcza rezystancja równoległego obwodu rezonansowego o wysokim współczynniku Q jest praktycznie nieskończona. Taki sam obwód o niskim współczynniku Q ma relatywnie niską rezystancję zastępczą.

Wzmocnienie napięciowe wzmacniacza lampowego jest z grubsza proporcjonalne do rezystancji obciążenia. Jego wysoka wartość produkuje duże wzmocnienie. Wzmocnienie wzmacniacza obciążonego niską rezystancją obciążenia będzie odpowiednio mniejsze.

Jeśli przewody użyte do wykonania połączenia z anodą lampy mają wysoki współczynnik Q na częstotliwościach VHF, wtedy zastępcza rezystancja obciążenia będzie również wysoka i w rezultacie wzmocnienie napięciowe lampy na częstotliwości rezonansowej VHF będzie również wysokie. Zmniejszenie współczynnika Q na częstotliwościach VHF pociągnie za sobą zmniejszenie zastępczej rezystancji i w rezultacie zmniejszenie wzmocnienia na rezonansowej częstotliwości VHF. Oczywiste jest, że przy braku sygnału na tej częstotliwości nie robi żadnej różnicy jakie jest wzmocnienie na częstotliwościach VHF wzmacniacza HF(KF).

Każda gwałtowna zmiana prądu płynącego przez obwód rezonansowy, spowoduje jego krótkotrwale oscylacje, coś jak uderzony dzwon, produkując w rezultacie sygnał w kształcie zanikającej sinusoidy. Dokładnie w taki sam sposób archaiczne nadajniki iskrowe wytwarzały moc w.cz. - największe produkowały wiele kW mocy w.cz.

Kiedykolwiek zachodzi zmiana prądu anodowego we wzmacniaczu HF, drobne zanikające oscylacje o częstotliwości w zakresie VHF są generowane w anodowym obwodzie rezonansowym VHF. Mogą one być wykryte przy pomocy odpowiednio szybkiego oscyloskopu, albo analizatora widma. Ich amplituda zależna jest od wartości współczynnika Q tego obwodu. Nie jest to problemem, jeśli oscylacje te nie dostają się do wejścia lampy wzmacniającej.

Siatka sterująca we wzmacniaczu z uziemioną siatką, służy jako ekran pomiędzy wyjściem i wejściem. Tą samą rolę pełni siatka ekranująca we wzmacniaczu klasy AB1 ze sterowaniem w siatce. Żaden z tych ekranów nie jest jednak idealny i pewna cześć oscalacji VHF będzie pojemnościowo sprzężona do wejścia - i wzmacniana.

W przypadku raczej mało prawdopodobnej, odpowiedniej kombinacji przesunięcia fazowego i amplitudy, lampa wzmacniacza mocy może generować ciągle oscylacje na częstotliwości pasożytniczego rezonansowego obwodu anodowego. Nie spowoduje to żadnego niebezpieczeństwa dla lampy, jeśli wyprodukowana w ten sposób energia VHF znajdzie w jakiś sposób drogę do obciążenia. Jednakże wyjściowy obwód P jest filtrem dolnoprzepustowym skutecznie blokującym częstotliwości VHF. Rezultatem jest praca lampy jako oscylator bez obciążenia powodująca bardzo wysoki prąd siatki sterującej. Praca bez obciążenia może również spowodować przepięcia o częstotliwości VHF w obwodzie anodowym, prowadzące do iskrzenia miedzy płytkami kondensatora zmiennego i pomiędzy otwartymi stykami przełącznika pasm. Z uwagi na ich bezpośrednią bliskość do pasożytniczego obwodu anodowego otwarte tune-capacitor padder contacts i otwarte styki pasma 10m są najbardziej narażone. Styki te w rezultacie mogą się wytopić czy nawet odparować.

Tłumienie Rezonansów Pasożytniczych
Corocznie wydawany The Radio Amateur's Handbook na stronie 72 wydania z 1926 roku wyjaśnia budowę usprawnionego tłumika pasożytniczych rezonansów VHF. Kryła się za tym bardzo podstawowa logika. Zadaniem takiego tłumika powinno być dampen pasożytniczego obwodu rezonansowego VHF. Jako, że niski współczynnik Q jest wynikiem silnego dampening, dlaczego więc go nie obniżyć przez użycie drutu oporowego? Cytując ze strony 72:........ "Kombinacja rezystancji i indukcyjności jest bardzo skuteczna w ograniczaniu pasożytniczych oscylacji do pomijalnie małej wartości prądu."

Po roku 1929, ktoś zapomniał dodać tą informację w podręczniku. W tamtych czasach takie przeoczenie nie miało prawdopodobnie istotnego znaczenia. Duże lampy nadawcze miały bardzo małe wzmocnienie na częstotliwościach VHF i ich potencjalna niestabilność nie była problemem. W ciągu kilku następnych dekad weszło w zwyczaj używanie takich tłumików robionych ze srebrzonego drutu miedzianego. Bardzo łatwo było się do tego przyzwyczaić jako, że znacznie łatwiej i taniej jest lutować taki przewód niż oporowy przewód chromo-niklowy [nichrome]. W tym samym czasie jednak, parametry lamp nadawczych się stopniowo poprawiały. W rezultacie, współczesne lampy nadawcze o dużym wzmocnieniu, mogą skorzystać ze starożytnego tłumika rezonansów pasożytniczych o niskim Q z lat 1926, w dużo większym stopniu niż archaiczne lampy z tamtych czasów. UWAGA: W 1926 roku trioda o "wysokim m" miała to m około 40.

Techniki Antyparazytowe
Pasożytniczy rezonansowy obwód anodowy może być obciążony przez użycie do jego wykonania materiałów o niskim Q na częstotliwościach VHF. Przewody ze stopów niklowo-chromowo-stalowych są do tego najlepsze, aczkolwiek stopy niklu z chromem (nichrom) i niektóre rodzaje stali nierdzewnej są prawie tak samo dobre. Użycie miedzi, aluminium i srebra powinno być zredukowane do minimum. Dobrej jakości połączenia są jednakże pożądane za zmiennym kondensatorem anodowym, który zamyka anodowy rezonansowy obwód pasożytniczy VHF i jest częścią wyjściowego obwodu P.

Impedancja wyjściowa: Impedancja wyjściowa dla większości lamp nadawczych jest rzędu kW - nie W. Nie istnieje żaden naukowy powód uzasadniający użycie masywnych połączeń pomiędzy anodą lampy i wyjściowym obwodem rezonansowym. Jeśli dobra stabilność na VHF jest pożądana, wtedy najlepiej jest użyć przewodów o wielkości nie większej niż wymagana do przewodzenia maksymalnego prądu występującego w obwodzie, tj. prądu rezonansowego w paśmie 10m, pomiędzy anodą lampy i zmiennym kondensatorem filtru P. Przewody o przekroju okrągłym mają niższy współczynnik Q niż przewody płaskie. Dla zwiększenia maksymalnego prądu połączenia, albo zmniejszenia jego indukcyjności, dwa równoległe i szeroko rozstawione okrągłe przewody są lepsze niż jeden płaski przewód o szerokości takiej samej jak ich rozstaw.

W trakcie projektowania wzmacniacza HF ulokować należy pierwszy kondensator zmienny filtru P jak najbliżej anody lampy. Zmniejszy to indukcyjność pasożytniczego obwodu rezonansowego tym samym podwyższając jego częstotliwość rezonansową. Przesadna odległość pomiędzy anodą lampy i kondensatorem zmiennym może prowadzić do poważnych problemów ze stabilnością wzmacniacza, spowodowanym rezonansem 3/4 długości fali użytego połączenia szczególnie, jeśli użyta jest lampa typu VHF jak 8877, 8874, czy 3CX800A7.
Podzespoły filtru P nie powinny stać się częścią anodowego pasożytniczego obwodu rezonansowego i dlatego cewka P filtra powinna być dołączona bezpośrednio do pierwszego kondensatora zmiennego, a nie do blokującego kondensatora.
Obudowa obwodu wyjściowego wzmacniacza HF jest rezonansową wnęką o dużym współczynniku Q na częstotliwościach VHF. Może ona stać się częścią problemu i wymagać może wytłumienia. Takie tłumienie jest powszechnie stosowane w komercjalnie budowanych wzmacniaczach dużej mocy. Zamknięte pętle zrobione z drutu oporowego mogą być do tego użyte.
W niektórych przypadkach użyty dławik anodowy może mieć rezonanse na częstotliwościach VHF, powodujące oscylacje pasożytnicze. Objawem tego może być kilka przegrzanych zwojów dławika pojawiających się po iskrzeniu. W diagnozie takiego problemu pomoc może nałożenie ferrytowego rdzenia typu używanego do tłumienia zakłóceń o częstotliwościach VHF na wyprowadzenie dławika od strony anody.

Projektowanie Tłumików Oscylacji Pasożytniczych
Najprostszym rodzajem tłumika jest rezystor. Obniża on współczynnik Q przez dodanie rezystancji. Sposób ten jest skuteczny, aczkolwiek ograniczony jest do stosowania we wzmacniaczach o stosunkowo niskiej mocy. Zaletą tłumików o rozłożonych rezonansach jest możliwość ich użycia przy większych mocach i działanie rezonansu przeciwko samemu sobie.

Tłumiki oscylacji pasożytniczych o rozłożonych rezonansach, typowo składają się z cewki z równolegle podłączonym rezystorem. Wytłumaczenie jego działania jest następujące: Pole magnetyczne wytwarzane przez prąd płynący w rezystorze jest pod katem prostym do tego prądu w czasie, kiedy pole magnetyczne wytwarzane przez cewkę jest do niego równoległe. Oba te pola magnetyczne występują wiec niezależnie od siebie Jako, że są do siebie pod kątem prostym. Obie w ten sposób utworzone niezależne indukcyjności podłączone są to stałej pojemności anody. Indukcyjność cewki jest większa niż indukcyjność rezystora, więc częstotliwość utworzonego przez nią obwodu rezonansowego jest niższa niż obwodu utworzonego przez rezystor. Oba te rezonanse wzajemnie sobie przeciwdziałają. To w efekcie poszerza rezonans anodowego obwodu pasożytniczego, tym samym zmniejszając jego współczynnik Q, bardzo podobnie do p.cz o rozłożonych rezonansach, poszerzających pasmo przenoszenia odbiornika. Obniżenie współczynnika Q zmniejsza zastępczą rezystancję obciążenia lampy i tym samym jej wzmocnienie napięciowe, co zmniejsza jej zdolność do oscylacji na VHF.

Optymalną wartość indukcyjności tłumika [Ls] najlepiej jest dobrać eksperymentalnie, używając pasma 10m. Jako, że pasmo 10m jest już prawie VHF, więc podzespół tłumiący energie VHF powinien się nagrzewać przy pracy w tym paśmie. Jeśli indukcyjność Ls jest za mała, wtedy tłumiący rezystor [Rs] nie będzie się w widoczny sposób nagrzewał przy nadawaniu w paśmie 10m. Za duża indukcyjność Ls może spowodować jego przepalenie.

Każdy prosty kawałek przewodu ma jakąś indukcyjność i jest ona w przybliżeniu proporcjonalna do jego długości. Komercjalnie produkowane "bezindukcyjne" rezystory maja pewna długość i związaną z tym pewną wartość indukcyjności. Ta indukcyjność może być za duża do pracy jako tłumik oscylacji VHF. Bardzo łatwo jest jednak wykonać tłumik o wystarczająco malej indukcyjności przez użycie dwóch równoległych przewodów chromo-niklowych z utrzymaniem pewnej odległości pomiędzy nimi.

Tłumiki o rozproszonych rezonansach, mogą być budowane bez rezystora, przez równoległe połączenie dwóch przewodów chromo-niklowych o rożnych długościach. Srebrzony płaski przewód miedziany w obwodzie anody, może być łatwo zmieniony ze źródła frustracji na redukujący współczynnik Q podzespół, przez jego wymianę na dwa równoległe przewody chromo-niklowe, z których jeden jest o ok. 25% dłuższy niż jest wymagane do wykonania najkrótszego połączenia. Skrócony jest on przez nawiniecie malej, jedno- albo dwuzwojowej pętli, której oś jest równoległa do krótszego przewodu. Taka kombinacja redukuje wzajemne magnetyczne sprzężenie pomiędzy pętlą i krótszym przewodem.

Duże bezindukcyjne rezystory są dość trudne do zdobycia, więc kombinacja przewodów oporowych rozwiązuje ten problem w przypadku budowy wzmacniacza o większej mocy. Przy budowie wzmacniacza o bardzo dużej mocy, przewody takie należy zamienić taśmą chromo-niklową dla zwiększenia wytrzymałości dla dużych prądów w.cz. krążących pomiędzy kondensatorem zmiennym filtru i pojemnością anody.

W dwulampowych wzmacniaczach mocy, oscylacje pasożytnicze mogą być spowodowane przez wzajemne magnetyczne sprzężenie pomiędzy indywidualnymi tłumikami. Powinny one być wzajemnie ustawione do siebie pod kątem prostym i, w przypadku kiedy są do siebie równoległe, ich cewki powinny być nawinięte w przeciwnych kierunkach i oddalone od siebie najdalej jak to jest tylko praktyczne.

Ocena Tłumików Antyparazytowych
Wielu amatorów jak i inżynierów nie akceptuje faktu, że wzmacniacz HF może oscylować na VHF. Jest to zrozumiale, jako, że najpowszechniej spotykane a jednocześnie najbardziej niszczące oscylacje typu push-push, zachodzą w czasie rzędu mikrosekund. Oscylacje pasożytnicze VHF typu push-pull są oczywiście możliwe tylko w wielolampowych wzmacniaczach i występują one jako oscylacje ciągłe. Charakteryzują się one bardzo dużą mocą wydzielaną w anodach lamp, umiarkowanymi prądami siatki sterującej i anody, bez wysterowania, a także brakiem iskrzenia. Oscylacje takie można zatrzymać przez przełączenie wzmacniacza do stand-by. Nie jest to możliwe w przypadku pasożytniczych oscylacji typu push-push, które są skończone zanim ich dźwięk osiągnie ucho operatora.

Pasożytnicze oscylacje VHF nie bardzo chcą współpracować. Czasem mogą one być wywołane przez bardzo specyficzny ciąg zmian prądu anodowego. Słowa "CQ contest" wydają się specjalnie podatne na wywołanie takich oscylacji pomimo, że nie istnieje na to żaden naukowy dowód, szczególnie jeśli są to zawody na które się bardzo długo czekało i sklep z częściami jest już zamknięty na weekend.

Głównym czynnikiem związanym z pasożytniczymi oscylacjami jest wzmocnienie użytej lampy na częstotliwościach VHF. Dość spore różnice istnieją nawet wśród lamp pochodzących z tej samej serii produkcyjnej. Lampy o niższym niż przeciętne wzmocnieniu na VHF mogą nigdy nie mieć problemów z oscylacjami pasożytniczymi niezależnie od tego jak zły jest tłumik oscylacji pasożytniczych. To powoduje, że łatwo jest założyć, że wzmacniacz jest idealnie stabilny kiedy użyta jest w nim taka właśnie lampa.

Jako, że złapanie oscylacji pasożytniczych "na gorącym uczynku" z użyciem sprzętu pomiarowego, typowo posiadanego przez amatorów, jest praktycznie niemożliwe, nieco inne podejście musi być użyte. Rozsądnie założyć można, że pasożytniczy obwód rezonansowy o częstotliwości VHF prowadzący do oscylacji może być znaleziony i ewaluowany przy użyciu GDO (dipmeter).

Częstotliwość oscylacji pasożytniczych można znaleźć i oszacować skłonność do oscylacji przez użycie GDO (dipmeter), po odłączeniu wzmacniacza z sieci energetycznej. Najlepszym do tego miejscem jest jedna ze stron anodowego kondensatora blokującego. Częstotliwość rezonansowa typowo zmniejsza się ze wzrostem maksymalnej mocy wzmacniacza. Wzmacniacz o mocy rządu 700W z pojedynczą lampą będzie miał ten rezonans w okolicy 100 do 150MHz i spadnie to do około 80 do 140MHz dla wzmacniaczy o mocy rządu 1500W. Wzmacniacze o bardzo dużych mocach rzędu 100kW typowo maja ten rezonans w zakresie 35 to 45MHz. Dokładna częstotliwość rezonansowa może być zmieniana przez przestrajanie zmiennego kondensatora anodowego. W niektórych wzmacniaczach spadek wskazań GDO ("dip") jest tak ostry, że może spowodować zerwanie jego oscylacji. W takim przypadku GDO musi być nieco odsunięty od sprawdzanego obwodu dla zmniejszenia sprzężenia. Najlepszy jest bardzo szeroki i łagodny spadek wskazań miernika GDO. Ostry jego spadek wykazuje bardzo dużą wartość współczynnika Q pasożytniczego obwodu anodowego. Jest to nieciekawe odkrycie chyba, że potrzebny jest oscylator mocy VHF.

Tłumik rezonansów pasożytniczych musi być sprawdzony po każdej jego zmianie mającej na celu zmniejszenie jego współczynnika Q. Jego częstotliwość rezonansowa zazwyczaj nie zmieni się specjalnie, za to spadek wskazań miernika GDO powinien być szerszy i bardziej łagodny. Konieczne też powinno się okazać jego zbliżenie do sprawdzanego obwodu dla uzyskania podobnego spadku wskazań.

Rzeczywista zmiana wartości współczynnika Q przy eksperymentalnych modyfikacjach tłumika rezonansów może być dokładnie oszacowana przez pomiar linijką plastykową odległości cewki GDO od sprawdzanego obwodu, przy której wskazania miernika GDO spadają o 20%. Spowodowany zmianą wzrost tej odległości wskazuje na spadek wartości współczynnika Q i jest oczywiście zmianą na lepsze. Spadek odległości wykazuje pogorszenie. .

Wzmacniacze wykazujące nagle zmiany strojenia w okolicach rezonansu na jednym albo dwóch pasmach, prawdopodobnie potrzebują znacznie lepszy tłumik rezonansów pasożytniczych. Stabilny wzmacniacz zazwyczaj charakteryzuje się łagodnym i symetrycznym strojeniem.

Wiele dodatkowych informacji na temat oscylacji pasożytniczych znaleźć można we Wrześniowym i Październikowym wydaniu magazynu QST z roku 1990.

Koniec Części 3    

 

 

  CZĘŚĆ 4           WPROWADZENIE        CZĘŚĆ 1       CZĘŚĆ 2       CZĘŚĆ 3       CZĘŚĆ 4

 

ALC (Automatyczna Kontrola Poziomu)
Współczesne transceivery mają typowo moc wyjściową w granicach 100W do 200W. Wiele lamp nadawczych może być zniszczonych przez ich wysterowanie [w katodzie - VE3ABX) mocą 100W. Dobrym przykładem jest lampa 3CX800A7. Sterowanie tej lampy mocą 100W doprowadzi do złuszczania się jej katody. Odłuszczone fragmenty katody spowodują śmiertelne zwarcie pomiędzy siatką sterującą i katodą. Zaradzić temu można przez dodanie rezystora o wartości ok. 40Ω w szereg z katodą dla wprowadzenia negatywnego (ujemnego) sprzężenia zwrotnego. W rezultacie lampy 3CX800A7 nie będą przesterowywane w ich nieliniowy obszar pracy przez 100 watowy transceiver. Dodanie rezystora spowoduje oczywiście zmianę impedancji wejściowej lampy. Impedancja wejściowa sterowanej w katodzie pary lamp 3CX800A7 jest około 25Ω. Dodanie rezystora 40Ω podniesie ta impedancje do wartości bardzo bliskiej 50Ω.

Rezystory ujemnego sprzężenia zwrotnego w obwodzie katody działają lepiej niż parowanie lamp 3CX800A7. Ich zastosowanie powoduje automatyczne wyrównanie się prądów katod i, w przeciwieństwie do obwodów ALC, działają one bez żądnego opóźnienia eliminując problem nierozerwalnie związany z ALC - splatter w momencie rozpoczynania transmisji SSB. ALC w układzie transceiver - wzmacniacz działa prawidłowo tylko z emisjami produkującymi stały poziom sygnału jak RTTY czy FM.

Popularna lampa nadawcza 3-500Z potrzebuje ok 60 W wysterowania. Sterowana mocą 100 W wchodzi w nasycenie i zaczyna zniekształcać. Bezindukcyjny rezystor 25Ω ujemnego sprzężenia zwrotnego w obwodzie katody zapewni liniową pracę lampy z wysterowaniem 100W. Rezystor jest umieszczony w szereg ze sprzęgającym kondensatorem w obwodzie katody.

Kondensatory i Prądy w.cz.
Kondensatory przewodzące prądy w.cz są przez nie nagrzewane w dwa rożne sposoby. Tak jak w przypadku kondensatorów filtrujących tętnienia zasilacza, ich zastępcza rezystancja szeregowa (ESR) będzie się nagrzewała mocą I2xR wydzielana w wyniku przepływu prądu w.cz. Efekt naskórkowy powoduje zwiększanie się tej rezystancji w miarę wzrostu częstotliwości. Innym źródłem ciepła są straty w dielektryku. Jako, że straty w dielektryku zależne są od częstotliwości więc maksymalny prąd w.cz kondensatora również będzie od niej zależny. Typowo maksymalny prąd w.cz kondensatorów typu nadawczego charakteryzowany jest dla trzech szeroko rozstawionych częstotliwości. Parametry każdego kondensatora typu nadawczego powinny być sprawdzone przed jego użyciem, jako, że nawet jeżeli jest to rzeczywiście kondensator typu nadawczego, nie oznacza to wcale, że będzie on niezawodnie pracował we wszystkich zastosowaniach w.cz.

Współczynnik Q Obwodu Strojonego
Obwody strojone używane we wzmacniaczach lampowych są w większości typu P. Istnieje wiele sposobów na zdefiniowanie współczynnika Q obwodu P. W tym artykule zdefiniowany jest on jako stosunek wejściowej impedancji obwodu do reaktancji jego równoległego wejściowego elementu, typowo kondensatora. Jest to definicja użyta w publikacji firmy Eimac® Care and Feeding of Power Grid Tubes.

Strojone Obwody Wejściowe dla Sterowanych w Katodzie Wzmacniaczy klasy AB2
Sterowane w katodzie wzmacniacze z uziemioną siatką nie są w rzeczywistości tak proste jak wyglądają. Strojony obwód wejściowy takiego wzmacniacza, połączony jest w szereg z wyjściowym obwodem strojonym i jest w przeciwnej fazie dla impulsów prądu anodowego lampy. Prąd katody będący w przybliżeniu połową sinusoidy, jest sumą prądów anody i siatki. Cześć prądu katody dostaje się do drivera jako, że jest on połączony do przeciwnej strony strojonego obwodu wejściowego. Rezultatem jest pewne wzajemne ich współdziałanie. Wielkość tego współdziałania zależna jest od współczynnika Q strojonego obwodu wejściowego.

Współczesne półprzewodnikowe transceivery używają szerokopasmowych przeciwsobnych wzmacniaczy wyjściowych (push-pull). Aby sprostać wymaganiom FCC (Federal Communications Commision - urząd regulujący telekomunikację w US - VE3ABX) filtry przepustowe o charakterystyce Butterworth i/albo Chebyshev są użyte dla stłumienia niepożądanych emisji. Filtry takie wprowadzają indukcyjną albo pojemnościową reaktancję w paśmie pracy. Innymi słowami, wyjściowa impedancja współczesnych transceiverow jest rzadko równa 50 ±j0 ohms. Kiedy taki transceiver jest użyty do sterowania wzmacniacza z uziemioną siatką wtedy reaktancje jego filtra wyjściowego współdziałają z reaktancją wejściowego obwodu strojonego wzmacniacza. Długość użytego do ich połączenia kabla koncentrycznego będzie miała wpływ na wielkość tego współdziałania.

Publikowana przez producenta lampy wartość jej impedancji wejściowej, przy sterowaniu w katodzie, jest jedynie wartością średnią. Jej chwilowa wartość zmienia się w bardzo szerokim zakresie w czasie trwania jednego okresu sygnału wejściowego. W większej części jej dodatniej polowy uziemiona siatka sterująca jest bardziej negatywna niż katoda, więc odcięty jest przepływ prądu. Praktyczny brak prądu siatki powoduje że impedancja wejściowa jest bardzo duża.

W czasie trwania ujemnej połowy okresu sygnału sterującego, uziemiona siatka sterująca jest bardziej dodatnia niż katoda, przyśpieszając elektrony z katody i powodując duży prąd anodowy. Z uwagi na przepływ dużego prądu, impedancja wejściowa jest mała, w czasie ujemnej połowy okresu.

Rozpatrzmy parę lamp 3-500Z. Kiedy napięcie sterujące osiąga wartość minus 117V prąd anodowy jest największy i napięcie anodowe spada do jego najmniejszej wartości - około 250V. W tym momencie chwilowy, szczytowy prąd katody osiąga 3.4A. Tak więc chwilowa wartość impedancji wejściowej jest 117V/3.4A = 34.5 Ω a chwilowa szczytowa moc sterująca = 117V x 3.4A = 397W.

Innymi słowami, chwilowa wartość impedancji wejściowej zmienia się z prawie nieskończonej do zaledwie 34.5 Ω. Chwilowa moc sterująca zmienia się od 0W, w momencie kiedy chwilowa wartość wejściowego napięcia sterującego osiąga swój dodatni szczyt, do 397W kiedy jego chwilowa wartość spadnie do jej najniższej ujemnej wartości. Wejściowy obwód strojony P spełnia role magazynującego energię Kola zamachowego, jak również transformatora impedancji dopasowującego impedancje drivera do impedancji wejściowej wzmacniacza sterowanego w katodzie.

Współczynnik Q tego obwodu zachowuje się jak masa koła zamachowego. Wyższa jego wartość poprawia działanie koła zamachowego, które w ten sposób lepiej uśrednia ogromne wahania impedancji wejściowej w efekcie poprawiając SWR. Odbywa się to kosztem zwężenia pasma. SWR na wejściu wzmacniacza może być prawie idealne w centrum pasma i jednocześnie kompletnie nie do zaakceptowania na jego końcach. Wymaga to pewnego kompromisu w doborze wartości Q. Eimac® typowo zaleca używanie strojonego obwodu P ze współczynnikiem Q równym 2 dla sterowanego w katodzie wzmacniacza klasy AB2. Aby uzyskać Q równy 2 reaktancja [X] kondensatora wejściowego C1, powinna być równa -j50 Ω÷2= -j25 Ω. Używając wzoru C=1÷[25(2π x f)], pojemność mniej więcej 220pF na wejściu potrzebna będzie na paśmie 10m. W praktyce jednak pojemność 220pF może być dość sporo odległa od wartości która zapewni zadawalającą wartość SWR dla użytego transceivera i długości użytego kabla koncentrycznego. Możliwe się może okazać znalezienie długości tego kabla, która zapewni odpowiednie dopasowanie na paśmie 10m. Co jednak z pozostałymi ośmioma pasmami poniżej 30MHz? Jako, że przełączanie długości kabla nie jest specjalnie praktyczne, więc dość użyteczne może się okazać użycie kondensatorów dostrojczych - jako pierwszego kondensatora wejściowych obwodów P wzmacniacza sterowanego w katodzie. Użyte mogą być również strojone cewki.

Obwody Wyjściowe
Zbyt niska wartość współczynnika Q wyjściowego obwodu P może spowodować dwa problemy. Tłumienie harmonicznych może być niewystarczające do sprostania wymaganiom FCC i zmniejszony będzie zakres impedancji obciążenia możliwych do dopasowania. Bardzo niski współczynnik Q może spowodować niemożliwość dopasowania nawet do obciążenia 50 W. Nadmiernie wysoka wartość współczynnika Q spowoduje spadek sprawności spowodowany stratami I2xR, z uwagi na bardzo wysoki prąd w.cz krążący w obwodzie. Wartość rzędu 12 do 15 jest dość dobrym kompromisem.

Poprawę działania obwodu wyjściowego uzyskać można przez zastosowanie układu typu P-L. W porównaniu do typowego obwodu P jego tłumienie dla harmonicznych jest z grubsza o 15dB lepsze i ma on typowo szerszy zakres dopasowania do obciążenia. Wadą jest potrzeba zastosowania dodatkowej sekcji przełącznika pasm i dodatkowej cewki z odczepami.

Efekt Naskórkowy i Wytrzymałość Prądowa
W miarę wzrostu częstotliwości stopniowo, coraz mniej prądu płynie w środku przewodu, przez co coraz więcej koncentruje się on w jego zewnętrznej części. Jako, że stopniowo coraz mniejsza cześć przekroju przewodu jest przez prąd użyta, jego rezystancja wzrasta z częstotliwością. Przykładowo miedziany przewód o rozmiarze 12AWG ( o średnicy 2.05mm - VE3ABX) może bez specjalnego nagrzewania przewodzić 20A na częstotliwości 60Hz. Na częstotliwości 30MHz maksymalny dopuszczalny prąd dla tego przewodu będzie tylko ok. 5A. Wytrzymałość prądowa styków przełącznika pasm również musi być odpowiednio przeliczona w miarę wzrostu częstotliwości. Używanie podwójnych styków jest dobrą metodą na zwiększenie ich wytrzymałości prądowej. Dobrze jest również skierować cześć strumienia chłodzącego powietrza na przełącznik pasm.

Cewki filtru P mogą powodować ogromne straty, jeśli wielkość powierzchni użytego przewodu nie jest dostosowana do częstotliwości pracy. Zbyt mały rozmiar użytego przewodu jest głównym powodem spadku sprawności wzmacniacza na wyższych częstotliwościach. Cewka zrobiona z użyciem przewodu o rozmiarze 14AWG (o średnicy 1.63mm - VE3ABX) jest zazwyczaj wystarczająco dobra do pracy mocą 1500W PEP na paśmie 1.8MHz. Do sprawnej pracy na 29MHz miedziana rurka o zewnętrznej średnicy ok. 10mm (albo miedziana taśma o podobnej zewnętrznej powierzchni) jest wymagana.
Warunki odbioru z tak typowym QSB spowodują, że spadek mocy o nawet jedna trzecią będzie praktycznie nie do zauważenia. Tak więc wyciskanie ostatnich procentów sprawności na paśmie 10m nie jest wcale takie istotne.

Obliczenie wartości prądu w.cz. krążącego w obwodzie wyjściowym P jest dość skomplikowane. Oszacować go jednak można łatwo przez pomnożenie prądu anodowego przez współczynnik Q. Jeśli na przykład prąd anodowy jest 1.2A i współczynnik Q jest 15 wtedy prąd w.cz krążący w obwodzie wyjściowym jest 1.2 x 15 = 18A. Na częstotliwości 29MHz jest to naprawdę ogromna wartość prądu.

Srebro
W porównaniu do miedzi, srebro [Ag] jest kosmetycznie bardziej atrakcyjne i bardziej odporne na utlenianie. Nie poprawia ono jednak sprawności wzmacniacza na częstotliwościach poniżej około 100MHz. Miedź może być zabezpieczona przed korozją przez jej pokrycie lakierem poliuretanowym po uprzednim wyczyszczeniu wełną stalową.

Srebro jest użyteczne jako dodatek do stopów lutowniczych. Stop składający się z 95% cyny [Sn] i 5% srebra topi się w temperaturze 221oC/430oF. W porównaniu do stopu cyny z ołowiem 95% na 5% stop cyny ze srebrem jest około 3.5 razy mocniejszy i lepiej zwilża łączone powierzchnie, szczególnie jeśli chodzi o trudniejsze do lutowania materiały. Taki stop jest idealny do lutowania elementów obwodu wyjściowego, przełącznika pasm, półprzewodników do montażu powierzchniowego czy tłumika oscylacji pasożytniczych o niskim Q. Przy lutowaniu z użyciem takiego stopu złączy poprzednio lutowanych zwykłą cyną, usunąć ile tylko jest możliwe starego stopu cyny z ołowiem.

Dławiki Anodowe Wysokiego Napięcia
Podstawowe wymagania to:
1. Dławik taki musi mieć wystarczająco dużą reaktancję na najniższej częstotliwości pracy wzmacniacza, aby ograniczyć prąd w.cz. w nim płynący do rozsądnie malej wartości.
2. Dławik nie może mieć żadnych rezonansów własnych w pobliżu częstotliwości pracy.
3. Średnica przewodu użytego do jego nawinięcia powinna umożliwić przewodzenie stałego prądu anodowego plus prądu w.cz. na najniższej częstotliwości pracy bez nadmiernego nagrzewania.

Obecność rezonansów własnych na, albo blisko częstotliwości pracy może spowodować pojawienie się na dławiku napięć wielokrotnie przekraczających robocze napięcie anodowe. Napięcia takie zdolne są do spowodowania łuku elektrycznego i zapalenia się dławika. Grozi to zniszczeniem nie tylko dławika, jako, że podnosząca się chmura zjonizowanego gazu, często tworzy przewodzącą ścieżkę do górnej pokrywy obudowy mieszczącej obwód wyjściowy. W przypadku zajarzenia łuku elektrycznego, daleko idące zniszczenia są możliwe, jeśli nie jest użyty rezystor chroniący przed skutkami przepięć w dodatnim wyjściu zasilacza wysokiego napięcia.

 

Projektowanie Dławika Anodowego

Materiały:
Istnieją dwa rodzaje materiałów izolujących przewód nawojowy nadający się do budowy takiego dławika: lakier silikonowy i teflon. Współczesne, wysoko temperaturowe przewody nawojowe, używane do silników elektrycznych, izolowane są lakierem silikonowym, który może wytrzymać wysokie napięcia stałe i w.cz. W temperaturze pokojowej skręcona para takich przewodów o rozmiarze 20AWG (średnicy ok. 0.85mm - VE3ABX) może wytrzymać ponad 5000V prądu stałego albo 1500W w obwodzie o impedancji 50 Ω na częstotliwości 29MHz. Taki przewód jest sprzedawany na wagę przez firmy zajmujące się przewijaniem silników elektrycznych. Aby go zakupić trzeba przynieść własną szpulę i jakieś urządzenie do przewinięcia przewodu, np.: wiertarkę z regulacją obrotów i adapterem do zamocowania szpuli. Z uwagi na wytrzymałość izolacji, jej zdjęcie wymaga specjalnej metody. Podgrzanie końca przewodu zapalniczką gazową, spowoduje termiczny rozkład lakieru silikonowego, którego spalone pozostałości usunąć można z przewodu używając wełny stalowej.

Przewód nawojowy izolowany teflonem nie jest powszechnie spotykany. Aczkolwiek może on być zastąpiony zwykłym, izolowanym teflonem przewodem połączeniowym, to jednak dodatkowa grubość izolacji wymagać może dłuższego karkasu dławika.
(Wiele takich dławików nawijane jest zachowując dość spory odstęp między zwojami, co jest jednym ze sposobów na przesunięcie rezonansów pasożytniczych. W takim przypadku grubsza izolacja nie jest istotna - VE3ABX).
Potencjalną wadą teflonu jest możliwość zatrucia fosgenem [ tlenochlorek węgla COCl2], który jest śmiertelnie trującym gazem produkowanym przy spalaniu teflonu.

Z uwagi na dobry kontakt z otaczającym powietrzem, użyty przewód może przewodzić znacznie większy prąd niż w uzwojeniach transformatora. Przykładowo przewód o rozmiarze 28AWG (średnicy 0.32mm bez izolacji - VE3ABX) może łatwo przewodzić prąd 1A. Przewód o rozmiarze 24AWG (średnicy 0.51mm bez izolacji - VE3ABX) może przewodzić prąd do kilku amperów z akceptowalnym nagrzewaniem.

Rury z włókna szklanego laminowanego żywicą syntetyczną (materiał typu G10 albo G11) są mocne i odporne na w.cz i równocześnie łatwe w obróbce mechanicznej. Są one idealnym materiałem do budowy dławików anodowych. Dostępne są one u dystrybutorów sprzedających tworzywa sztuczne. Rura o grubości ściany 1mm jest zupełnie wystarczająca. Rury o zewnętrznej sernicy 16 do 25mm są typowo używane do budowy dławików anodowych. Rura z materiału G10 może być przyklejona do mocującej podstawy z takiego samego materiału przy użyciu silikonu albo żywicy epoksydowej.

Dobrze jest ograniczyć prąd w.cz w dławiku anodowym do nie więcej niż 1 ampera. Obliczyć go można z grubsza przez podzielenie 2/3 napięcia anodowego przez indukcyjną reaktancję dławika na najniższej częstotliwości pracy (t.j. użyć prawa Ohma)

Pojemność Kondensatora Blokującego w.cz
Podzespoły zasilacza mogą być uszkodzone przez prądy w.cz. Szczególnie narażone są kondensatory elektrolityczne. Z tego powodu wymagane jest odpowiednie blokowanie w.cz dławika anodowego po stronie zasilacza. Wartość napięcia w.cz na dodatnim wyjściu zasilacza wysokiego napięcia nie powinna przekraczać 10V na najniższej częstotliwości pracy wzmacniacza. Wartość pojemności kondensatora blokującego znaleźć można przy użyciu prawa Ohma. Wartość prądu w.cz w dławiku anodowym i niezbędna wartość pojemności kondensatora blokującego analizowane są na najniższej częstotliwości pracy wzmacniacza, zazwyczaj 1.8MHz. Przykładowo, jeśli reaktancja dławika anodowego jest +j2000 ohms, a skuteczna wartość napięcia w.cz na anodzie jest 2000V, wtedy I=2000V/2000Ω=1A prąd w.cz będzie przepływał przez dławik. Aby ograniczyć napięcie w.cz do maksimum 10V na 1.8MHz pojemnościowa reaktancja równa 10V/1A=10Ω jest potrzebna dla dostatecznego zablokowania w.cz. Po użyciu wzoru C=1/(Xc * 2π * f) otrzyma się 8842pF, jako minimalna wartość pojemności. Oczywiste jest, że typowy kondensator blokujący o pojemności 1000pF [-j88 ohm] jest zupełnie niewystarczający, jako, że pozwolił by on na pojawienie się ok. 88V napięcia w.cz na dodatnim wyjściu zasilacza, jeśli płynący przez dławik anodowy prąd w.cz jest 1A.

Kondensatory 500pF/20kV typu używanego w odbiornikach TV NIE są zaprojektowane do pracy z dużymi prądami w.cz. i nie nadają się do zastosowania jako kondensatory blokujące w.cz. Ceramiczne kondensatory dyskowe mogą być użyte do tego celu, aczkolwiek z pewnym ograniczeniem bezpiecznej wartości prądu w.cz. Maksymalna wartość prądu w.cz dla tych kondensatorów nie jest typowo publikowana w ich danych technicznych. Typowo drogą eksperymentalną znaleźć można jak różne kondensatory sprawują się przy przepływie prądu w.cz. Nawet ceramiczny kondensator dyskowy 2500pF na napięcie 7500V prądu stałego, będzie ciepły przy prądzie w.cz 1A i na częstotliwości 1.8MHz. Tak wiec bardzo często praktykowane jest równoległe łączenie kondensatorów, co powoduje rozłożenie prądu pomiędzy kilkoma kondensatorami.

Indukcyjność Dławika

Indukcyjna reaktancja dławika anodowego na najniższej częstotliwości pracy powinna być wystarczająco duża aby ograniczyć prąd w.cz do rozsądnej wartości. Utrzymanie tego prądu na poziomie 1A, zazwyczaj nie powoduje problemów dla ceramicznych kondensatorów dyskowych, typowo użytych do blokowania w.cz po stronie zasilacza. Zwiększenie indukcyjności dławika wydaje się dobrym sposobem na zmniejszenie tego prądu, jednakże większa indukcyjność oznacza większą liczbę rezonansów dławika i zwiększone prawdopodobieństwo jego zapalenia. Konieczny jest jakiś kompromis.

Wiele różnego rodzaju rozwiązań było użytych, aby zminimalizować rezonanse dławików anodowych. Dodawanie odstępów w różnych magicznie wybranych miejscach jego uzwojenia, było przedstawiane jako sposób na odsprzężanie części uzwojeń dławika, rzekomo uzyskując pewną poprawę problemu. Ale kiedy z użyciem GDO są takie dławiki porównywane do podobnych dławików bez odstępów to okazuje się, że nie widać żadnej istotnej poprawy. Nie powinno to być zaskoczeniem, ponieważ optymalne odsprzężenie pomiędzy cewkami zachodzi, kiedy są one wzajemnie ustawione pod kątem prostym. Zwiększenie odstępów między zwojami na całej długości dławika z dodatkowymi odstępami jest najmniej efektywnym sposobem odsprzężania. Zamiast tego użyte powinny być dwa mniejsze dławiki ustawione do siebie pod katem prostym.

Największą wolną od rezonansów, w pasmach krótkofalowych, indukcyjnością jaką można uzyskać jest z grubsza 60µH. Na częstotliwości 1.8MHz, 60µH ma reaktancje około +j679Ω.

Skuteczna wartość napięcia w.cz na dławiku anodowym jest równa w przybliżeniu dwie-trzecie stałego napięcia anodowego. Przykładowo we wzmacniaczu zasilanym stałym napięciem 3000V napięcie w.cz na jego dławiku anodowym będzie ok. 2000V wartości skutecznej. Jeśli użyty jest dławik o indukcyjności 60µH to na częstotliwości 1.8MHz prąd w.cz przepływający przez niego byłby równy 2000V/679Ω=2.95A wartości skutecznej. Dostateczne zablokowanie do masy takiej wartości prądu w.cz jest dość trudne. Typowy dyskowy kondensator ceramiczny wysokiego napięcia może poradzić sobie z jedynie 1A prądu. Innym problemem jest, że na częstotliwości 1.8MHz pojemność zmiennego kondensatora anodowego musi być zwiększona o ok. 130pF [minus j679 Ω] dla odstrojenia indukcyjnej reaktancji dławika równej +679Ω. Wystarczające zablokowanie prądu 3A na 1.8MHz wymaga dość sporej pojemności. Z grubsza 0.026µF [-j3.3W] jest potrzebne. Cztery wysokonapięciowe ceramiczne kondensatory dyskowe o pojemności 0.0075µF byłyby prawdopodobnie wymagane. Biorąc wszystko to pod uwagę wydaje się, że przydałaby się większą indukcyjność. Zablokowanie w.cz byłoby znacznie łatwiejsze gdyby prąd w.cz w dławiku ograniczony był do 1A. Jednakże zwiększenie indukcyjności powyżej 60µH z pewnością przesunie rezonanse w zakres krótkofalowy. Skończyć się to może zapaleniem dławika o ile nie są te rezonanse ostrożnie ulokowane pomiędzy pasmami.
~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~
Dla realistycznej analizy rezonansow wlasnych dlawika anodowego musi on byc sprawdzony z uzyciem GDO po jego zainstalowaniu i podlaczeniu we wzmacniaczu. Problem moga stanowic wszystkie rezonanse znajdujace sie w granicach 5% od roboczych czestotliwosci. Dla przesuniecia rezonansow najlepiej jest zdejmowac jego zwoje. Przesunie to rezonanse w gore tylko nieznacznie zwiekszajac maxymalny prad w.cz plynacy przez dlawik.

Nie istnieje bezpieczne miejsce do przesuniecia rezonansow w dlawiku wzmacniacza o ciaglym pokryciu czestotliwosci. W takim przypadku jedynym rozwiazaniem jest przelaczanie dlawikow przy uzyciu jednego lub wiecej przekaznikow prozniowych.

Dlawik anodowy wysokiego napiecia powinien byc nawiniety jako jedno warstwowa cewka. Dla wyeliminowania wibracji w czasie nawijania przewod powinien byc caly czas napiety tak w czasie nawijania jak i lutowania koncow. Nawiniete uzwojenie powinno byc pokryte warstwa lakieru poliuretanowego jesli uzyty by do jego nawiniecia przewod izolowany lakierem silikonowym. Jako ze lakier nie ma dobrej przeczepnosci do teflonu inne rozwiazanie jest potrzebne do utrzymania uzwojenia. Male sprezynki moga byc przylutowane do koncow uzwojenia. Moga one utrzymac uzwojenie w stanie ciaglego naciagu i w ten sposob wyeliminowac wibracje zwojow spowodowane modulacja. Male kawalki foli miedzianej wygiete w ksztalcie litery S moga byc uzyte do zmostkowania sprezynek i elektrycznego podlaczenia koncow uzwojenia.

Kondensatory Blokujace Stale Napiecie Anodowe
Zablokowanie stalego, wysokiego napiecia anodowego jest najtrudniejszym zadaniem tego kondensatora. Przy nadawaniu w pasmie 10m kondensator ten musi przeniesc wiekszosc pradu krazacego w wyjsciowym obwodzie anodowym. W pasmie 10m pojemnosc anody stanowi wieksza czesc pojemnosci wejsciowej filtru P i dlatego tez wiekszosc pradu krazacego w tym obwodzie przechodzi przez pojemnosc anody a tym samym i kondensator blokujacy.
(Z uwagi na fakt ze pojemnosc anody polaczona z pojemnosciami montazu, dlawika anodowego i minimalna pojemnoscia zmiennego kondensatora anodowego bardzo czesto jest wyzsza niz wymagana na pasmie 10m dla utrzymania optymalnej wartosci wspolczynnika Q, powoduje to koniecznosc jego podwyzszenia, nieraz do 18 i wyzej. Jego podniesienie do 18 powoduje, przynajmniej w teorii, wzrost pradu w.cz w obwodzie o 50% i tym samym dalsze pogorszenie sytuacji - VE3ABX).
Prady w.cz. rzedu 5 do 10A w anodowym kondensatorze blokujacym wzmacniacza krotkofalarskiego nie sa niczym niezwyklym w pasmie 10m.

Wybor kondensatora blokujacego nie powinien byc przypadkowy. Zalecane jest wybranie kondensatora czy kondensatorow zaprojektowanych do przeniesienia obliczonego maxymalnego pradu w.cz. Proste wybranie nadawczego kondensatora w.cz nie jest wystarczajace. Niektore z takich kondensatorow maja raczej nie spektakularna wytrzymalosc pradowa. Wartosc jego pojemnosci nie jest specjalnie istotna. 1000pF wydaje sie byc zupelnie wystarczajace do pracy w pasmie 1.8MHz. Reaktancja 88W jest stosunkowo mala w porownaniu do typowej impedancji anody rzedu 1000 do 2000W.

Podzespoly Prozniowe
Kondensatory i przekazniki prozniowe sa idealnymi podzespolami do uzycia we wzmacniaczach mocy w.cz z uwagi na ich wytrzymalosc na wysokie napiecia. Kondensatory prozniowe moga przewodzic wiekszy prad w.cz niz kondensatory jakiegokolwiek innego typu. Wada podzespolow prozniowych jest to ze polegaja one na szczelnosci zlacza szkla z metalem albo ceramiki z metalem. Z chwila pojawienia sie nieszczelnosci pozwalajacej na dostanie sie molekol powietrza do wnetrza podzespol jest skonczony. Z tego powodu podzespoly prozniowe nie powinny byc narazone na niepotrzebne obciazenia mechaniczne.

Kondensatory Prozniowe
Aczkolwiek kondensatory prozniowe moga byc montowane w dowolnej pozycji, najmniejsze mechaniczne obciazenie jest wywierane na jego delikatne elektrody z miekkiej miedzi przy montazu pionowym. Montaz pionowy pozwala rowniez na bardziej efektywne wykorzystanie powirzchni chassis. Przy takim montazu katowa przekladnia jest uzyta do polaczenia 1/4" calowej osi z pokretlem na plycie frontowej wzmacniacza. Firma Cardwell-Multronics® produkuje male przekladnie katowe idealnie sie nadajace do takiego zastosowania. Sa one zaprojektowane do zastapienia shaft-cap na osi kondensatora. Przed poluzowaniem srub drive shaft cap's kondensator powinien byc ustawiony na minimalna pojemnosc.

Kondensator prozniowy nie powiniem byc uzywany do podparcia ciezkich podzespolow. Duze sily spowodowane przyspieszeniami moga byc dla niego smiertelne. Niekoniecznie jest to pekniecie uszczelnien. Elektrody takiego kondensatora skladaja sie z pewnej liczby koncentrycznych zachodzacych na siebie miekkich cylindrow ktore prawie ze sie wzajemnie dotykaja. Kondensator prozniowy moze byc zwarty przez spowodowane przyspieszeniami siy zdolne do znieksztalcenia miekkich miedzianych elektrod.

Przekazniki Prozniowe
Dla unikniecia mechanicznych naprezen ich uszczelnien polaczenia powinny byc wykonane z uzyciem miekkiej tasmy miedzianej.

Zatapiane wyprowadzenia cewki takiego przekaznika dosc latwo sie odlamuja. Ich polaczenia powinne byc robione z wykorzystaniem plecionego przewodu o rozmiarze mniej-wiecej 24AWG (t.j. srednicy ok. 0.5mm - VE3ABX).

Przekazniki prozniowe powoduja ostre mechaniczne wibracje przy przelaczaniu. Bezposrednie ich mocowanie do chassis powoduje ze chassis dziala jak membrana glosnika powodujac ich glosniejsza prace. Zaradzic temu mozna przez ich mocowanie za posrednictwem malych tulejek z gumy silikonowej. Zrobic to mozna przez wywiercenie powiekszonego o ok. 3mm otworu w chassis. Po wyczyszczeniu powierzchni acetonem i zainstalowaniu przekaznika z przekladkami aby nie dotykal chassis nalozyc nalezy trzy male kulki silikonu pomiedzy kolnierz przekaznika i chassis. Po 2 dniach twardniecia silionu wyjac nalezy przekladki. Przekaznik powinien spoczywac teraz spokojnie na silikonowych amortyzatorach. Jego obudowa powinna byc uziemiona do chassis przy uzyciu cienkiej tasmy miedzianej ktora mozna przylutowac do krawedzi kolnierza. Aby nie przegrzewac uszczelnien uzyc nalezy duzej lutownicy - i, do roboty (tarry ye not).

Regulacja Czasu Wlaczenia i Wylaczenia Przekaznika
Uzwojenia wszystkich przekaznikow maja pewna indukcyjnosc. Jako ze indukcyjnosc opoznia zmiane pradu wiec bedzie ona miala tendencje do zwiekszania czasu wlaczania przekaznika. Czas ten jest waznym czynnikiem kiedy przekaznik prozniowy uzyty jest do przelaczania w.cz. Prozniowe przekazniki w.cz uzywaja miedzianych stykow dla uzyskania dobrej przewodnosci. Miedz jest jednak dosc podatna na uszkodzenie przy "goracym" przelaczaniu. Jesli na przyklad wyjsciowy przekaznik wzmacniacza mocy nie jest calkowicie wlaczony z wygaszonymi drganiami kontaktow w momencie wlaczenia mocy w.cz luk elektryczny powiedzy stykami doprowadzic moze do ich uszkodzenia.

Czas wlaczenia przekaznika moze byc skrocony przez zasilanie jego cewki powiekszonym napieciem w momencie wlaczania przez uzycie tzw ukladu przyspieszajacego. Firmy Jennings® i Kilovac® zalecaja uzycie takiego ukladu do przyspieszenia zadzialania przekaznika. Uklad taki sklada sie z rezystora polaczonego w szereg z cewka przekaznika i zrodla zasilania o napieciu dwa do trzech razy wiekszym niz nominalne napiecie cewki przekaznika. W momencie wlaczenia podwyzszone napiecie przyspiesza wzrost pradu w cewce. W stanie stabilnym rezystor ogranicza napiecie na cewce do bezpiecznej wartosci kiedy po osiagnieciu przez prad jego docelowego poziomu.

Dioda absorbujaca przepiecia o odwrotnej polaryzacji spowodowane wylaczeniem pradu w cewce jest zazwyczaj dolaczona rownolegle do cewki przekaznikow pradu stalego. Brak tej diodu moze spowodowac powstanie przepiec przekraczajacych 20 razy naminalna wartosc napiecia zasilajacego. Czas wylaczania przekaznika moze byc regulowany przez dodanie rezystora w szereg z ta dioda. Wzrost jego wartosci powoduje skrocenie cZasu wylaczania ale nie powinna ona byc wieksza niz trzykrotna rezystancja cewki przekaznika.

Testowanie Podzespolow Prozniowych
Nieszczelnosc zlacza prozniowego powodujaca przedostwanie sie powietrza do wnetrza obnizy napiecie przebicia podzespolu. Problem ten jest dosc latwy do zauwazenia w przekazniku prozniowym ze szklana obudow, bo przeplyw elektronow przez powietrze produkuje fotony swiatla o zabarwieniu niebiesko-fioletowym. Jonizacja i jarzenie wewnatrz przeciekajacego kondensatora prozniowego nie sa tak oczywiste jako ze zachodza zazwyczaj gleboko pomiedzy zachodzacymi na siebie koncentrycznymi elektrodami.

Bardzo dobrze jest przetestowac wszystkie podzespoly prozniowe, nowe czy uzywane, przed budowa wzmacniacza.

Kiedy gaz pojawia sie wewnatrz podzespolu prozniowego, iskrzenie typowo zachodzi w okolicy szczytu przebiegu sinusoidalnego co typowo obniza moc szczytowa. Jako ze wiele wzmacniaczy uzywa wiecej niz niz jeden podzespol prozniowy wiec znalezienie uszkodzonego jest trudne bez indywidualnego ich sprawdzenia przy pomocy testera napiecia przebicia.

Haotyczne ich podmienianie, zwane "Easter-egging" nie jest specjalnie efektywna methoda naprawy wzmacniacza uzywajacego podzespolow prozniowych. Przykladowo, jesli powietrze dostanie sie do wyjsciowego przekaznika prozniowego to praktycznie pewne jest ze duza moc wyjsciowa skierowana zostanie do (zazwyczaj delikatniejszego) przekaznika wejsciowego. Jesli uszkodzony w ten sposob wejsciowy przekaznik zostanie wynieniony wtedy jego zamiennik moze rowniez podzielic jego los. Z tego powodu dobrze jest sprawdzic indywidualnie podzespoly prozniowe przy uzyciu testera napiecia przebicia.

Testowanie jakosci podzepolu prozniowego jest podobne do testowania napiecia przebicia diody. Podlaczyc nalezyc wysokonapieciowy rezystor o opornosci rzedu 100MW i mikroamperomierz o zakresie ok. 20mA w szereg z wyjsciem testera a nastepnie powoli podnosic jego napiecie wyjsciowe dotad az miernik pokaze okolo 1 do 2mA pradu. Napiecie to jest napieciem przebicia podzespolu. Jego w.cz. szczytowe napiecie pracy jest z grubsza rowne 60% stalego napiecia przebicia.

Pomiar Rezystancji Kontaktow Przekaznika
Istnieja zasadniczo dwa typy przekaznikow prozniowych: przekazniki zaprojektowane do "goracego" przelaczania i przekazniki zaprojektowane do przelaczania bez sygnalu. Przekazniki do "goracego" przelaczania maja styki z wolframu i sa zasadniczo przeznaczone do uzycia w zasilaczach. Przekaznik zaprojektowane do zastosowan w.cz maja styki miedziane i niegdy nie powinny przelaczac na goraco. REzystancja stykow miedzianych jest jest rowna w przyblizeniu jednej-trzeciej rezystancji stykow wolframowych. Przykladowo, przekaznik typu RJ-1A firmy Jennings ma miedziane styki i jest versja przekaznika RJ-1H ze stykami z wolframu. Katalogowa rezystancja stykow przekaznika RJ-1H jest 30mΩ. Katalogowa rezystancja stkow przekaznika RJ-1A jest 10mΩ. Przekazniki z wolframowymi stykami nie sa zaprojektowane do pradu w.cz. Powinny one jednak pracowac dosc dobrze pod warunkiem ze maxymalny prad w.cz jest nie wiekszy niz dwie-trzecie pradu podobnych przekaznikow ze stykami miedzianymi. Styki wolframowe sa bardzo twarde i moga wytrzymac znacznie wiecej cykli przelaczania niz styki miedziane. Styki wolframowe sa preferowane do pracy QSK telegrafia o duzym obciazeniu pomimo ze nie sa zaprojektowane do pracy z pradem w.cz. jak styki miedziane.

Zniszczenie stykow w przekazniku prozniowym nie jest niczym niezwyklym. Z czasem nastepuje ich erozja. To z kolei powoduje wzrost ich rezystancji az do calkowitego przerwania kontaktu. Aby przetestowac przekaznik prozniowy zmierzyc nalezy rezystancje otwartych i zamknietych kontaktow a nastepnie porownac wyniki pomiarow z danym katalogowymi. Zwykle omomierze nie nadaja sie do zbadania stanu kontaktow poza calkowitym otwarciem. Zamiast tego spadek napiecia na kontaktach powinien byc zmierzony przy przeplywie przez nie dosc znacznego pradu. 1A jest dosc rozsadna wartoscia. Napiecie nalezy zmierzyc bezposrednio na wyprowadzeniach kontaktow uzywajac cyfrowego miernika universalnego. Wiekszosc prozniowych przekaznikow zaprojektowanych do pracy z pradami w.cz. ma katalogowa rezystancje ponizej 15mΩ wiec napiecie nie wieksze niz 15mV sie powinno pojawic na zamknietych kontaktach.

Testowanie Kondensatorow Prozniowych
Kondensatory prozniowe magazynuja energie bardzo efektywnie bo ich szeregowa rezystancja zastepcza (ESR - Equivalent Series Resistance) jak i wewnetrzna indukcyjnosc sa praktycznie rowne zeru. Z tego tez powodu ich szczytowy prad rozladowania moze byc astronomiczny. Kiedy napiecie testujace jest wystarczajaco wysokie do spowodowania przeplywu pradu wiekszego niz kilka mA wtedy nastapi samoczynne rozladowanie wewnatrz prozniowego kondensatora produkujace wyraznie slyszalne tykniecie spowodowane bardzo duzym szczytowym pradem rozladowania i tak samo duzymi silami elektromagnetycznymi. Po rozladowaniu kondensator zacznie sie ladowac i proces sie powtarza. Nie powinno sie pozwolic na wiecej niz kilka rozladowan kondensatora prozniowego chyba ze przechowywany byl on przez wiele lat. Z blizej nie wyjasnionych powodow bardzo dlugie przechowywanie powoduje ze atomy miedzi maja tendencje do ustawiania sie w szereg formujac w ten sposob jakby wasy na powierzchni elektrod. Zmniejszaja one poczatkowo napiecie przebicia kondensatora. Wyladowanie wewnatrz kondensatora moze je usunac. Jesli napiecie przebicia kondensatora wzrasta po wyladowaniu wtedy powtorzone wyladowanie moze pomoc. Powtarzane wyladowania spowoduja spadek napiecia przebicia.

Strojenie Wzmacniacza z Uziemiona Siatka
Wzmacniacze liniowe zachowuja sie tak jak silniki indukcyjne - zaprojektowane so do pracy z pelnym obciazeniem. Jesli instrukja obsugi posiadanego wzmacniacza z uziemiona siatka zaleca obnizenie mocy sterujacej w czasie strojenia wzmacniacza, a wiekszosc z nich to robi, to nie jest to prawidolowa informacja. Aby zachowac liniowosc wzmaciacze musza byc strojone przy poziomie mocy takim samym jak w czasie normalnej pracy. Zmniejszenie mocy powoduje zmiane jego impedacji wyjsciowej na inna niz ta na ktora zostal zaprojektowany jego obwod wyjsciowy. Spowoduje to ze ustawienia obu kondensatorow, anodowego i antenowego beda niewlasciwe kiedy przywrocona bedzie normalna moc sterujaca.

Metoda strojenia #1: Przelacz zasilacz wysokiego napiecia na CW-Strojenie/Obnizone napiecie. Jesli nie jest znana wstepna pozycja zmiennego kondensatora antenowego dla bezpieczenstwa ustaw go na >70% obciazenia [30% pojemnosci]. Wlacz sygnal sterujacy na poziomie wymaganym do normalnej pracy wzmacniacza. Na zmiane dostroj oba kondensatory zmienne dla uzyskania maxymalnej mocy na wyjsciu. Caly process nie powinien trwac dluzej niz 6 sekund. Moze to wygladac dosc brutalnie ale rezultatem takiego strojenia wzmacniacza jest dobra jego liniowosc. Nie spowoduje to uszkodzenia lamp jesli nie jest przekroczony ich prad maxymalny. W przypadku nadmiernego pradu anodowego zwiekszyc nalezy wartosc rezystora ujemnego sprzezenia zwrotnego w obwodzie katody albo zmniejszyvc moc wyjsciowa sterujacego transceivera.

Metoda strojenia #2: [nie nadaje sie do FM, AØ, i RTTY] Dla obnizenia obciazenia wzmacniacza w czasie strojenia uzyc nalezy przerywanego sygnalu sterujacego o zmniejszonym wypelnieniu. Uzyskac to mozna przez przez kluczowanie transceivera przelaczonego na CW z uzyciem nadajacego kropki klucza elektronowego ustawionego na szybkosc okolo 50 slow na minute. Kropki maja wypelnienie 1/2-znak i 1/2-przerwa, albo 50%. Przy uzyciu tej metody wzmacniacz moze byc zestrojony, takze na maxymalna moc, bedac przelaczony na SSB (wyzsze napiecie). Dla pracy z obnizona moca zestroic nalezy wzmacniacz przy normalnym poziomie mocy a nastepnie zmniejszyc poziom z mikrofonu dla obnizenia mocy.

Projektowanie Wzmacniaczy Klasy AB1 - Uwagi

Selekcja Optymalnej Wartosci Rezystancji Obciazenia w Obwodzie Siatki Sterujacej.
Tetrody i pentody wymagaja szczytowej wartosci sterujacego napiecia w.cz. dopasowanej do wartosci ujemnego napiecia siatki sterujacej.

Zadaniem jest znalezienie rezystancji obciazenia przy ktorej wartosc szczytowa napiecia w.cz drivera ktory na 50W produkuje 100V (przy mocy 100W) do 141V (przy mocy 200W) wartosci szczytowej. Innymi slowami chcemy dopasowac wartosc szczytowa napiecia sterujacego w.cz do napiecia stalego siatki sterujacej z danych katalogowych uzytej tetrody/pentody.

-- Dla lamp wymagajacych ujemnego napiecia siatki sterujacej w granicach 50V do 70V, jak np 4CX800A i 4CX1000A, obciazenie 12.5Ω powinno byc uzyte z bifilarnym szerokopasmowym transformatorem dwukrotnie obnizajacym napiecie.
-- Dla lamp wymagajacych ujemnego napiecia siatki sterujacej w granicach 100V do 140V, jak np 4CX1500A, bezposrednio sterowane obciazenie 50Ω powinno byc uzyte.
-- Dla lamp wymagajacych ujemnego napiecia siatki sterujacej w granicach 200V do 280V, jak np 4-1000A czy 8169, obciazenie 200Ω powinno byc uzyte z bifilarnym szerokopasmowym transformatorem dwukrotnie podwyzszajacym napiecie.
-- Dla lamp wymagajacych wiekszego niz 300V ujemnego napiecia siatki sterujacej, jak np 8171, obciazenie 450Ω powinno byc uzyte z trifilarnym szerokopasmowym transformatorem.
Jesli jednak szczytowe napiecie w.cz jest troche za wysokie wtedy moze byc dodany bezindukcyjny rezystor ujemnego sprzezenia zwrotnego w obwodzie katody. Wada jest jednak to ze szczytowa wartosc spadku napiecia na rezystorze odejmuje sie od napiecia miedzy siatka ekranujaca (druga) a kathoda w krytycznym momencie szczytowego pradu anodowego. Rada na to jest uzycie ukladu pokazanego na rysunku 10.

Wejsciowe Obwody Strojone dla pracy w Klasie AB1 ze Sterowaniem w siatce z Neutralizacja
Sterowane w siatce peirwszej wzmacniacze klasy AB1 wygladaja na bardziej skomplikowane niz wzmacniacze klasy AB2 z uziemiona siatka. Jednakze ich wejsciowe obwody strojone do wielopasmowej pracy w klasie AB1 i sterowaniem w siatce pierwszej sa stosunkowo proste.
Pojemnosc siatki sterujacej lamp powszechnie uzywanych do pracy w Klasie AB1 ze sterowaniem w siatce zawiera sie w zakresie 15pF do 130pF. Jako ze pojemnosc ta polaczona jest rownolegle do wejscia w miare wzrostu czestotliwosci SWR na wejsciu sie pogarsza. Problem te moze byc skorygowane przez podlaczenie regulowanej indukcyjnosci rownolegle do obwodu siatki. Jej indukcyjna reaktancja {+j m} jest uregulowana tak aby skasowac pojemnosciowa reaktancje {-j m} siatki a tym samym doprowadzajac ja do rezonansu na czestotliwosci pracy. Kiedy wejsciowy SWR jest zestrojony na minimum, Obwod siatki jest w rezonansie. Zobaczyc to mozna na uproszczonym schemacie.

Jesli drugi koniec indukcyjnosci dolaczony jest do odpowiednio dobranego pojemnosciowego dzielnika napiecia (podlaczonego pomiedzy anoda i masa) spowoduje to zneutralizowanie wzmacniacza na czestotliwosci do ktorej dostrojona jest siatka. Oczywiste jest ze taki obwod wejsciowy wzmacniacza Klasy AB1 jest naturlnie stworzony dla ciaglego pokrycia fal krotkich i srednich, dokladnie to co jest potrzebne do pokrycia 9 pasm amatorskich ponizej 30MHz. Stosunek pojemnosci w dzielniku pojemnosciowym rowny jest stosunkowi pojemnosci sprzezenia uzytej lampy (pojemnosci pomiedzy anoda i siatka sterujaca) do wejsciowej pojemnosci siatki sterujacej. Typowe wartosci tych stosunkow sa jak 150 do 1 ... Osiagniecie szerokiego pokrycia czestotliwosci nie jest takie latwe we wzmacniaczu klasy AB2 z uziemiona siatka. Strojony wejsciowy obwod P z zalecanym wspolczynnikiem Q rownym 2 ma ograniczona szerokosc pasma, wiec, wiele przelaczanych obwodow wejsciowych potrzebne jest dla pokrycia zakresu czestotliwosci.

Zasilanie Siatki Sterujacej (pierwszej) i Siatki Ekranujacej (drugiej)

Istnieje duzy wybor tetrod i pentod ktore moga byc uzyte do zadawalajacej pracy w klasie AB1 przy sterowaniu w siatce. Podstawowym warunkiem jest aby lampa byla zdolna do wyprodukowania pradu szczytowego co najmniej trzy razy wiekszego niz jej sredni prad maxymalny przy zerowym napieciu siatki sterujacej. W wiekszosci przypadkow jest to tylko mozliwe kiedy siatka ekranujaca jest zasilana jej prawie maxymalnym napieciem. Stosunkowo wysokie napiecie siatki ekranujacej jest wazne jako ze szczytowy prad anodowy jest funkcja tego napiecia do potegi 1.5.

Dla osiagniecia najlepszej liniowosci napiecie siatki ekranujacej powinno byc stabilizowane. Dobrym rozwiazaniem dla mniejszych tetrod i pentod jest uzycie diod Zenera. Typowo uzyta jest pewna liczba szeregowo polaczonych diod o maxymalnej mocy 5W i napieciu znamionowym 10 do 30V. Napiecie jest regulowane przez zwieranie pojedynczych diod przy pomocy przelacznika obrotowego. Dle wiekszych lamp nadawczych najlepszym rozwiazaniem jest uzycie stabilizowanego zasilacza z szeregowym tranzystorem regulujacym. Budowa takiego zasilacza na napiecia do 2kV przy uzyciu wspolczesnych polowych tranzystorow mocy i bardzo starego juz ukladu scalonego 723 jest dosc prosta.
(Uzywanie szeregowych regulatorow do zasilacza siatki ekranowanej od dosc dawna jest juz nieaktualne. Powodem jest ze w przypadku wewnetrznego wyladowania w lampie nie zapewniaja one bezpiecznego polaczenia do masy dla pradu pochodzacego z tej siatki jesli nie dodana zostala jakas inna forma zabezpieczenia, o czym dalej. Rezultatem moze byc zniszczenie tak lampy nadawczej jak i zasialacza siatki ekranujacej. Rownolegly element regulacyjny (dioda Zenera czy tranzystor mocy) jest znacznie lepszym rozwiazaniem jako ze w przypadku wyladowania wewnetrznego w lampie nie dopusci on do nadmiernego wzrostu napiecia na siatce ekranujacej. Wiecej na ten temat znalesc mozna xxxxxx - VE3ABX).

Jako ze w klasie AB1 nie plynie prad siatki sterujacej stabilizacja jej napiecia nie jest wymagana. Jednakze zrodlo napiecia siatki sterujacej nie powinno miec wysokiej impedancji wyjsciowej. Typowo 1k do 100k jest zalecane przez producentow lamp nadawczych.

Przestrzen Zyciowa Anody
"Przestrzen Zyciowa" anody jest zakresem w ktorym jej chwilowe napiecia moga sie swobodnie zmieniac i w ten sposob wykonywac uzyteczna prace. W tetrodzie, w momencie kiedy prad anodowy osiaga maxymalna wartosc napiecie anodowe nie powinno spasc sporo ponizej napiecia siatki ekranujacej w ten sposob powodujac jej nadmierny prad i spadek liniowosci. Przykladowo, dla tetrody zasilanej napieciem anodowym 4kV i napieciem siatki ekranujacej 700V jej przestrzen zyciowa jest mniej wiecej 4000V minus 600V = 3400V wartosci szczytowej.

W pentodzie chwilowa wartosc napiecia anodowego moze spasc blisko napiecia siatki hamujacej (trzeciej) typowo rownej 0V. W powyzszym przykladzie ale z napieciem siatki ekranujacej 800V, jesli uzyta lampa jest pentoda wtedy jej przestrzen zyciowa bylaby ok. 3750V. W ten sposob pentody maja nieco wieksza przestrzen zyciowa anody niz tetrody czego rezultatem jest ich nieco wieksza sprawnosc. Sa one rowniez drozsze niz tetrody z uwagi na wieksza komplikacje w budowie. Dla stabilnej pracy otrzebuja one rowniez podstawek z polaczeniem siatki hamujacej o niskiej indukcyjnosci i z wbudowanym kondensatorem dla siatki ekranujacej i nie sa one tanie. Inna ich wada jest stosunkowo maly wybor istniejacych typo lamp. Jedna z takich pentod przeznaczonych do pracy w klasie AB1 ze sterowaniem w siatce jest 5CX1500.

Uzycie Pentod
Pojemnosc wewnetrznego sprzezenia zwrotnego w pentodach jest typowo mniejsza niz w tetrodach. Zaleta jest to ze przynajmniej w teorii powinny byc one bardziej stabilne. Odczucie lepszej ich stabilnosci powoduje ze nieraz rezygnuje sie ze stosowania neutralizacji. Jednakze dla osiagniecia optymalnej liniowosci i stabilnosci jak rowniez SWR na wejsciu pentody powinne byc neutralizowane. Latwo moze to byc osiagniete przez uzycie wejsciowego ukladu sterowania w siatce [Rys. 5] tetrod w klasie AB1. Uzycie tego ukladu z pentoda wymaga polaczenia siatki hamujacej (trzeciej) z kathoda dla pradu stalego za pomoca rezystora o opornosci rzedu 10Ω. Pamietac tez nalezy o uziemieniu tej siatki dla w.cz kondensatorem aby zmniejszyc sprzezenie zwrotne anody z siatka sterujaca.

Zabezpieczenie Siatki Ekranujacej
Moc rozporoszona w siatce ekranujacej kazdej lampy jest limitowana. Jesli iloczyn pradu siatki i jej napiecia przekroczy ten limit lampa moze zostac zniszczona. Latwo sie to moze zdarzyc przy pracy bez obciazenia albo z niedostatecznym obciazeniem co powoduje ze uzywane sa rozmaite sposoby zabezpieczenia. Wylaczenie napiecia anodowego przy stale obecnym napieciu siatki ekranujacej spowoduje nadmierny wzrost jej pradu, chyba ze istnieje jakies zabezpieczenie. Innym niebezpieczenstwem jest zwrotny prad siatki ekranujacej. Prad ten latwo moze wzrosnac lawinowo i zajsc to moze w ulamku sekundy. Zwrotny prad siatki ekranujacej zdarza sie powszechnie we wzmacniaczach klasy AB1. Jesli nie istnieje dla tego pradu droga do masy przez rezystor albo diode Zenera moze on szybko doprowadzic do zniszczenia lampy. Dla lamp z napieciem siatki ekranujacej w granicach 300 do 800V stabilizator napiecia skladajacy sie z szeregowo polaczonych diod Zenera jest dosc dobrym rozwiazaniem. Podlaczony jest on do zasilacza wysokiego napiecia przez duzej mocy rezystor o duzej wartosci. Przykladem lampy dobrze sie nadajacej do takiego zasilania siatki ekranujacej jest 4CX1500B.

 

Zalety rownoleglego zasilacza siatki ekranujacej z diodami Zenera.

ogranicza on maxymalny prad siatki ekranujacej.
Zabezpiecza on przed skutkami zwrotnego pradu siatki ekranujacej.
Napiecie siatki ekranujacej zanika w momencie wylaczenia napiecia anodowego ( jesli oczywiscie sa te diody zasilane z zasialacza wysokiego napiecia anody - VE3ABX ).
Diody Zenera nie sa specjalnie praktycznym rozwiazanie dla wiekszych lamp uzywajacych wyzszego pradu i napiecia siatki ekranujacej. Regulowany zasilacz stabilizowany z szeregowym tranzystorem jest lepszym rozwiazaniem. Dla zabezpieczenia przed skutkami zwrotnego pradu siatki ekranujacej uzyc mozna rownoleglego rezystora (Bleeder). Jego wartosc dobrana dla pradu rownego 20% normalnego pradu siatki ekranujacej wydaje sie byc wystarczajaca, choc 25% jest bezpieczniejsza wartoscia. Szybko dzialajacy bezpiecznik moze byc uzyty po sieciowej stronie transformatora zasilajacego siatke ekranujaca dla zabezpieczenia przed skutkami jej nadmiernego pradu.

 

Neutralizacja i Strojenie Sterowanego w Siatce Wzmacniacza Klasy AB1

Na pierwszy rzut oka regulacja wzmacniacza klasy AB1 moze wydawac sie skomplikowana, ale wrazenie do przechodzi szybko po kilkuktrotnym jej przeprowadzeniu i zrozumieniu zasadnosci kazdego kroku.

Neutralizacja: Celem neutralizacji jest izolowanie anody od siatki sterujacej na czestotliwosci pracy. Neutralizacja zapobiega regeneracji a tym samym oscylacjom. Wymaga ona zazwyczaj jednokrotnej regulacji.

1. Odlaczyc nalezy wzmacniacz od sieci energetycznej.

2. Tymczasowo odlaczyc nalezy wyjsciowy obwod π od anodowego kondensatora blokujacego.

3. Zamiast wyjsciowego obwodu π podlaczyc nalezy bezindukcyjny rezystor o rezystancji rownej projektowanej impedancji wyjsciowej wzmacniacza. Typowe jej wartosci zawieraja sie w zakresie 1000 do 4000Ω, 2W. Rezystor polaczony jest pomiedzy masa a anodowymo kondensatorem blokujacym. Do tego punktu podlaczyc nalezy oscyloskop z sonda 1:10 o duzej imedancji wejsciowej.

4. Podlaczyc nalezy wzmacnicz z powrotem do sieci energetycznej i wlaczyc przekaznik nadawanie-odbior i zasilanie siatki sterujacej i zarzenia lampy. Wylaczone nalezy pozostawic zasilanie anody i siatki ekranujacej.

5. Wlaczyc nalezy sterowanie na pasmie 20m albo 15m i zestroic wejsciowy obwod strojony na minimum SWR na wejsciu. Jesli jest to konieczne uregulowac nalezy stale napiecie (ujemne) siatki sterujacej tak aby pracowala ona praktycznie bez pradu.

6. Zestroic nalezy kondensator neutralizujacy na minimum napiecia w.cz na tymczasowym rezystorze obciazenia (oscilloskop). Jesli jest to konieczne skorygowac nalezy zestrojenie cewki obwodu wejsciowego na minimum SWR na wejsciu i ponowne dostroic kondensator neutralizujacy. Tym samym neutralizacja jest kompletna.

Process ten neutralizuje wzmacniacz na wszystich pasmach. Aby to potwierdzic sprawdzic nalezy neutralizacje na innym pasmie. Po ponownym zestrojeniu cewki obwodu wejsciowego wyjsciowe napiecie w.cz na rezystorze obciazenia nie powinno sie specjalnie zmienic. Korekcje neutralizacji nie sa typowo potrzebne nawet po wymianie lampy.

Usunac nalezy tymczasowy rezystor obciazenia i podlaczyc z powrotem wyjsciowy obwod π.

Strojenie

1. Wylaczyc nalezy zasilanie anody i siatki ekranujacej. Wlaczyc nalezy przekaznik nadawanie-odbior i zasilanie zarzenia i siatki sterujacej.

2. Po wysterowaniu wzmacniacza nosna CW zestroic nalezy cewke obwodu wejsciowego na minimum SWR na wejsciu. Wynikiem tego jest zestrojenie reaktancji siatki sterujacej do rezonansu i jednoczesne zneutralizowanie wzmacniacza na roboczej czestotliwosci. Jesli do wysterowania wzmacniacza uzyty jest transceiver z wyjsciem tranzystorowym to, aby nie dopuscic do jego wylaczania przez nadmierne SWR, zaczac nalezy strojenie przy jego wyjsciowej mocy obnizonej do nie wiecej niz 5W.

3. Doprowadzic nastepnie nalezy pelna moc sterujaca przy uzyciu klucza elektronicznego nadajacego kropki z szybkoscia okolo 50 slow na minute. Ujemne napiecie siatki sterujacej ustawic nalezy tak aby uzyskac prad siatki <0.1mA. Tym samym siatka sterujaca jest na progu przewodzenia. Regulacja ta nie ma na celu ustawienia pradu zerowego (bez sygnalu) lampy. Pomimo ze regulacja ujemnego napiecia siatki sterujacej moze niezaleznie byc uzyta do nieduzej korekcji tego pradu, we wzmacniaczu klasy AB1 zasadniczym kryterium przy ustawieniu napiecia siatki sterujacej jest brak pradu siatki przy maxymalnym wysterowaniu. Prad zerowy jest ustawiany przez regulacje napiecia siatki ekranujacej. Wlaczyc nastepnie nalezy napiecie anodowe i siatki ekranujacej. Po przelaczeniu przekaznika na nadawanie ale bez wysterowania sygnalem w.cz. ustawic nalezy zalecany przez producenta lampy anodowy prad zerowy przez regulacje napiecia siatki ekranujacej. Dla wiekszosci lamp nadawczych powinien on byc rowny mniej wiecej 20% wartosci nominalnego pradu anodowego.

4. Jesli uzyte sa w filtrze π tak zmienna cewka jak i zmienny kondensator anodowy ("TUNE") wtedy nalezy wstepnie ustawic obliczone ich wartosci dla pozadanej roboczej wartosci wspolczynnika Q, zakladajac ze lepiej jest jesli pojemnosc kondensatora antennowego ("LOAD") jest troche za mala [za silne sprzezenie] niz za duza. Zbyt slabe sprzezenie z obciazeniem (za duza pojemnosc) moze latwo spowodowac nadmierny prad siatki ekranujacej. Pamietac tez nalezy ze pojemnosc zmiennego kondensatora anodowego ("TUNE") decyduje o roboczej wartosci wspolczynnika Q. Z tego tez powodu wiekszosc zakresu strojenia powinna byc pokryta przez zmiane indukcyjnosci cewki (wariometer) a zmienny kondensator anodowy powinien byc uzyty tylko do dokladnego dostrojenia. Jego ostateczne ustawienie nie powinno sie znacznie roznic od wymaganego dla prawidlowej wartosci roboczego wspolczynnika Q.

5. Kazdy wzmacniacz w trakcie strojenia musi byc wysterowany do jego maxymalnego zaprojektowanego pradu anodowego tak aby jego impedancja wyjsciowa rowna byla impedancji zalozonej do zaprojektowania jego wyjsciowego obwodu P. Jesli wzmacniacz jest zestrojony przy nizszym pradzie anodowym wtedy jego rzeczywista impedancja wyjsciowa bedzie za wysoka i obwod wyjsciowy zestrojony bedzie do nieprawidlowej impedancji wyjsciowej.

Aby wzmacniacz byl liniowy i jednoczesnie mial dobra moc wyjsciowa jego lampa nadawcza musi byc wyregulowana przez obciazenie jej dla optymalnej amplitudy zmian chwilowej wartosci napiecia anodowego. Kierowanie sie wartoscia pradu siatki ekranujacej jest dosc dokladna metoda strojenia tetrody i pentody. Jesli spowodowana zbyt slabym obciazeniem amplituda chwilowych zmian napiecia anodowego jest za duza spowoduje to wzrost pradu siatki ekranujacej [i znieksztalcen sygnalu]. Oznacza to ze chwilowa wartosc napiecia anodowego spada do zbyt niskiej wartosci i powoduje to ze zbyt wiele elektronow przyciagane jest przez siatke ekranujaca w rezultacie czego nie dochodza one do anody. Jesli prad siatki ekranujacej jest zbyt maly wtedy amplituda chwilowych zmian napiecia anody jest niedostateczna i oznacza to ze obciazenie jest za duze. To w rezultacie powoduje spadek mocy wyjsciowej. Prawidlowo zestrojony wyjsciowy obwod P mozna dostroic do rezonansu na maximum pradu siatki ekranujacej przez regulowanie zmiennego kondensatora anodowego ("TUNE") albo cewki obwodu. Nie nalezy do tego uzywac zmiennego kondensatora antennowego ("LOAD").

·· W ten sposob przez uzycie jedynie miernika pradu siatki ekranujacej mozna zestroic wzmacniacz dla uzyskania dobej liniowosci i dobrej mocy na wyjsciu.

6. Przelaczyc nalezy transceiver do pracy CW i wlaczyc na nadawanie maxymalna moca. Dla zredukowania obciazenia w czasie strojenia nadajnik powinien byc kluczowany kropkami z szybkoscia ok. 50 slow na minute. Standardowe kropki maja wspolczynnik wypelnienia 50% wiec miernik pradu bedzie pokazywal z grubsza polowe rzeczywistej wartosci.

7. Zestroic nalezy cewke albo zmienny kondensator anodowy obwodu π na maximum pradu siatki ekranujacej. Jesli prad ten zaczyna nadmiernie wzrastac, zatrzymac nalezy strojenie kondensatora bez osiagniecia maxymalnej wartosc pradu. Dokonczyc strojenie nalezy po zwiekszeniu obciazenia. Odwrotnie, jesli prad siatki ekranujacej jest niedostateczny wtedy zmniejszyc trzeba obciazenie.

--Ostatnik krokiem jest dokladne dostrojenie na maximum pradu siatki ekranujacej przy pomocy cewki obwodu P albo zmiennego kondensatora anodowego.

Sprzezenie z obciazeniem ktore powoduje nieco mniejszy prad siatki ekranujacej poprawia liniowosc przy nieco obnizonej mocy wyjsciowej.

·· Przydatne moze sie okazac prowadzenie notatek opisujacych ustawienia dla roznych czestotliwosci. Moze to oszczedzic sporo czasu przy nastepnym strojeniu.

Dotyczy tylko lamp bezposrednio zarzonych: - - W czasie nadawania kropek pelna moca, stopniowo obnizyc nalezy napiecie zarzenia do momentu kiedy moc wyjsciowa zaczyna spadac i nastepnie z powrotem zwiekszyc to napiecie o okolo 2%. Jest to optymalne napiecie zarzenia. Powinno ono byc sprawdzone co kilkaset godzin pracy lampy. Podobnie potraktowac nalezy napiecie zarzenia lampy we wzmacniaczu z uziemiona siatka. Idealnym ustawieniem napiecia nadawczych lamp z posrednim zarzeniem, jak np 8877, jest nieco powyzej jego minimalnej katalogowej wartosci. Pod zadnym pozorem nie powinno sie takich lamp uzywac z rzeczywistym napieciem zarzenia nizszym nic ich katalogowe minimum.

Znieksztalcenia
Idealne wzmacnianie liniowe nie produkuje nieczego poza powiekszona kopia sygnalu wejsciowego. Nieliniowe wzmacnianie produkuje mieszanie, i mieszanie jest zrodlem znieksztalcen.

Znieksztalcenia intermodulacyjne [IMD] sa rezultatem mieszania dwoch lub wiecej sygnalow wejsciowych. Glos ludzki sklada sie z wielu czestotliwosci wystepujacych na raz. Jego nieliniowe wzmacnianie powoduje powstawanie wielu produktow mieszania. Nazywa sie to "splatter" (chlapanie) albo, bardziej soczyscie , "rotten splatter." (parszywe chlapanie z emocjonalnym podtekstem) Znieksztalcenia intermodulacyjne sa zazwyczaj mierzone przez modulowanie dwoma sygnalami pomiedzy ktorymi nie istnieje zwiazek harmoniczny jak np 2000Hz i 2200Hz. Mieszanie dwoch sygnalow produkuje falszywe sygnaly o czestotliwosciach bedacych ich suma i roznica - w tym przypadku 4200Hz i 200Hz. Pierwszy poziom mieszania produkuje sygnaly nazywane "produktami trzeciego rzedu." Dodatkowe sygnaly powstaja przez mieszanie produktow trzeciego rzedu z dwoma czestotliwosciami podstawowymi. Przykladowo, 2200Hz i 4200Hz zmieszane wyprodukuja sygnal o czestotliwosci 6400Hz.

Produkty znieksztalcen znajdujace sie w pasmie przepustowym transceivera AM czy SSB spowoduja slyszalne znieksztalcenia nadajac modulacji nieprzyjemny i szorstki redukujacy zrozumialosc charakter. Produkty znieksztalcen nieparzystego rzedu lezace poza pasmem przepustowym moga spowodowac zaklocenia na sasiednich czestotliwosciach.

Istnieja dwa sposoby odnoszenia (porownywania) rezultatow pomiarow znieksztalcen intermodulacyjnych. W methodzie A poziom znieksztalcen jest odnoszony do jednego z z dwoch sygnalow o jednakowej amplitudzie. Stosunek mocy PEP to jednego z dwoch sygnalow sinusoidalnych jest jak cztery do jednego [6db]. W methodzie B poziom znieksztalcen jest odnoszony do mocy PEP. Tak wiec zmierzony methoda A poziom znieksztalcen -34dB rowna sie poziomowi znieksztalcen -40 zmierzonemu metoda B. Krotkofalowcy uzywajac S-meter odbiornika mierzacego moc PEP maja tendencje do uzywania metody B. W metodzie A uzywanej W radiokomunikacji komercjalnej, militarnej i wymaganej przez FCC, do pomiaru uzywa sie analizatora spectrum. Przy jego uzyciu skladniki znieksztalcen moga byc analizowane oddzielnie. Jednakze suma wszystkich znieksztalcen odniesiona do mocy PEP jest tutaj najwazniejsza.

Zmierzenie pozimu znieksztalcen intermodulacyjnych mozliwe jest bez kosztownego sprzetu laboratoryjnego. Jedyne co jest potrzebne to odbiornik komunikacyjny i zrozumienie co jest wymagane do dokonania waznego pomiaru.

Porownanie poziomu sygnalu w jego podstawowym kanale z poziomem sygnalu w sasiadujacym kanale pazwala na w miare dokladny pomiar znieksztalcen intermodulacyjnych [IMD] nawet sygnalu odbieranego w czasie lacznosci. Krytyczna jest jednak wielkosc odstrojenia. Jesli pasmo odbierane jest zbyt blisko do podstawowego pasma nadajnika wtedy odbiornik nie bedzie w stanie odseparowac znieksztalcen od podstawowego sygnalu nadajnika. Rezulatem takiego zachodzenia na siebie obu mierzonych sygnalow bedzie zawyzony wynik pomiaru. Jesli odbiornik dostrojony jest zbyt daleko od podstawowego pasma nadajnika wtedy nie wszystkie produkty znieksztalcen zmieszcza sie w jego pasmie przenoszenia i wynik pomiaru bedzie zanizony.

Odbiornik uzywajacy dwoch kaskodowo polaczonych filtrow SSB wymaga odstrojenia rzedu 3.6kHz, pod warunkiem ze pracuje on na tej samej bocznej wstedze co mierzony nadajnik. Odbiornik uzywajacy tylko jednego filtru SSB wymaga odstrojenia rzedu 4.5kHz. Przy pomiarze znieksztalcen LSB (t.j. dolnej wstegi bocznej - VE3ABX) odbiornik powinien byc dostrojony powyzej czestotliwosci nadajnika i przy pomiarze znieksztalcen USB odbiornik powinien byc dostrojony ponizej czestotliwosci nadajnika.

Jako ze niewiele S-metrow cechuje sie liniowa skala, dla zwiekszenia dokladnosci pomiaru wymagany bedzie wykres przeksztalcajacy wskazania S-metra na rzeczywist poziom w decybelach. Dla uzyskania takiego wykresu mozna odbiornik skalibrowac uzywajc zrodka sygnalu i przelaczanego tlumika albo generatora sygnalowego z wewnetrznym tlumikiem.

Minimum dwie modulujace czestotliwosci sa wymagane dla dokonania pomiaru znieksztalcen intemodulacyjnych. Glos ludzki jest dobrym zrodlem sygnalu do takiego pomiaru dlatego ze w kazdym momencie zawiera duzo fundamentalnych cZestotliowsci i ich harmonicznych. Harmonijka, jak jej nazwa sugeruje, jest rowniez dobrym zrodlem sygnalu bogatego w harmoniczne. Przez jednoczesne dmuchanie w dwa lub trzy sasiadujace ze soba szczeliny blisko konca z niskimi tonami, wyprodukowana moze byc ogromna ilosc czestotliwosci swietnie nadajacych sie do dokonania pomiaru znieksztalcen.

Raportowanie Splatteru
Zanim zarepotuje sie splatter, zwrocic uwage nalzy na fakt ze wszystkie sygnaly SSB, DSB i AM zawieraja znieksztalcenia intermodulacyjne. Mozna zalozyc ze kazdy produkuje splatter. Oczywistym pytaniem jest ile decybeli ponizej sygnalu jest rzeczywisty poziom znieksztalcen [IMD]? -40dB jest doskonale; -30db jest juz niewlasciwe; -20db is bardzo paskudne. Za jednym wyjatkiem przepisy FCC zezwalaja na praktycznie dowolny poziom znieksztalcen intermodulacyjnych na pasmach amatorskich. Wyjatkiem jest kiedy znieksztalcenia te powoduja zaklocenia dla radiokomunikacji awaryjnej. Splatter zaklocajacy nie-awaryjna radiokomunikacje NIE jest uwazany za szkodliwy.

Przed reportowaniem korespondentowi jego poziomu IMD dobrze jest sie upewnic ze jest on rzeczywiscie nim zainteresowany. Pomimo Ze wiekszosc krotkofalowcow zainteresowana jest w nadawaniu sygnalu wysokiej jakosci to jednak niektorzy celowo regulaja swoje urzadzenie dla zmaksymalizowania znieksztalcen.

Pomiar Mocy - Uwagi
Jako ze E_-peak = E_-rms x 2^0,5, a  P = E²/ R na szczycie przebiegu sinusoidalnego, wiec chwilowa moc szczytowa przebiegu sinusoidalnego rowna jest dwukrotnej wartosci mocy skutecznej RMS. Jednostka powszechnie uzywana do charakteryzacji mocy wyjsciowej jest wat PEP [peak envelope power]. Pomimo nazwy, wat PEP nie jest chwilowa moca szczytowa - jest to moc skuteczna RMS w szczycie modulacji. Gdyby wzmacniacz byl zasilany ze stabilizowanego zasilacza napiecia anodowego wtedy nie byloby praktycznie zadnej roznicy pomiedzy moca PEP a moca AØ [NØN] (fala ciagla - VE3ABX). W typowym wzmacniaczu napiecie anodowe spada dosc znaczaco przy nadawaniu fali ciaglej co powoduje ze moc PEP jest typowo okolo 20% wyzsza niz AØ. Moc PEP nie musi byc mierzona przy modulowaniu ludzkim glosem. Moze ona takze byc zmierzona przy kluczowaniu drivera impulsami z szybkoscia 30 impulsow na sekunde i wypelnieniu zblizonym do wypelnienia ludzkiego glosu - z grubsza 30%.

Maxymalne Parametry Lamp
Tradycyjne krotkofalowcy podchodza do maxymalnych parametrow lamp nadawczych w kawalerski sposob. W czasie kiedy niektore parametry z pewna doza rozsadku moga byc przekroczone, to jednak przekraczanie innych moze okazac sie kosztowne. Przykladem parametrow posrednio zarzonej lampy ktore nie powinny byc przekraczane moze byc minimalna wartosc napiecia zarzenia i maxymalna wartosc pradu anody. Przekroczenie ktoregokolwiek z nich moze skonczyc sie zniszczeniem delikatnej katody. Bezposrednio zarzone lampy sa bardziej gruboskorne. Ich maxymalny prad anody podyktowany jest praca w liniowym jej zakresie. Jednym z parametrow ktory nigdy nie powinien byc przekroczony jest maxymalna temperatura uszczelnien lampy. Prawda jest stwierdzenie ze chlodzacy lampe wentlator jest za mocny tylko wtedy kiedy wydmucha lampe z jej podstawki.

Koniec Czesci 4        WPROWADZENIE        CZĘŚĆ 1       CZĘŚĆ 2       CZĘŚĆ 3       CZĘŚĆ 4