Antena MPAM

Małe Pętlowe Anteny Magnetyczne.

1. Wstęp

1. Wstęp 2. Charakterystyczne cechy MPAM. Wady i zalety 3. Indukcyjność i naskórkowość 4. Elektrycznie małe antenny - trochę teorii 5. Mała Pętlowa Antenna Magnetyczna - trochę teorii 6. Sprzężenie z feederem - sposoby i obliczenia 7. Praktyczna konstrukcja MPAM 8. Przykład zaprojektowania MPAM 9. Dodatkowe Informacje

Elektrycznie małe antenny pętlowe znane są od bardzo dawna - pierwszą antenną kiedykolwiek użytą do odbioru byla zresztą antenna pętlowa.
Już w końcu XIX wieku (1887) Heinrich Hertz przeprowadził swój słynny experyment z zastosowaniem antenny pętlowej do odbioru, aczkolwiek upłynąć musiało wiele lat zanim doczekały się antenny pętlowe praktycznego zastosowania.

Okres Pierwszej Wojny Światowej cechował się szczególne powszechnym użyciem odbiorczych antenn pętlowych. Od tego czasu dość często używane były one w odbiornikach radiowych, najczęściej jako duża, wielozwojowa cewka o przypadkowych wymiarach (typowo niestrojona) a następnie jako strojone uzwojenie na pręcie z odpowiedniego materialu ferrytowego. Takie antenny są od dawna powszechnie stosowane we wszystkich radiofonicznych odbiornikach zakresów AM.

Antenny pętlowe od bardzo dawna są też używane na okrętach wojennych, a szczególnie okrętach podwodnych najcześciej jako antenny pelengacyjne i można się tylko domyślać ile statków czy okrętów znalazło się po złej stronie torpedy za przyczyną antenny pętlowej.
Tak charakterystycznie wyglądajace antenny (jak np widoczna na zdjęciu antenna na kiosku niemieckiego okrętu podwodnego U-67) nie są już na ogół spotykane i jakkolwiek praktycznie każdy współczesny okręt podwodny ma zainstalowaną na kiosku co najmniej jedną antennę magnetyczną to nie mają one już na ogół takiej charakterystycznej pętli i nie są łatwo zauważalne z uwagi na ich małe rozmiary.

photo 7 1

Obecnie jest to najczęsciej kombinacja czterech prętowych antenn ferrytowych w układzie kwadratu. Każda jest bardzo podobna do typu stosowanego w przenośnych odbiornikach radiofonicznych z tą różnicą że zawierają one wyjątkowo symetrycznie wykonane uzwojenia i są ekranowane dla pola elektrycznego.

Takie antenny typowo pokrywają zakres częstotliwosci 10 do 160kHz a często nawet 3 do 300kHz. Okręty podwodne o zasięgu globalnym uzywają do odbioru w glębokim zanurzeniu antenn magnetycznych na częstotliwości nawet poniżej 100Hz. Flota rosyjska używa częstotliwosci 82Hz a amerykanska 76Hz. Więcej o tym znaleść można na znakomitym włoskim web site FALE RADIOWE ponizej 22kHz.
Znaleść tam też można bardzo dużo informacji na temat odbiorczych antenn pętlowych (w języku angielskim).

Każdy praktycznie współczesny większy okręt wojenny posiada pewną liczbę antenn pętlowych w postaci bardzo nieraz skomplikowanego systemu namierzającego najczęściej zainstalowanego na najwyższym maszcie okrętu tuż poniżej antenny taktycznego systemu nawigacyjnego dla samolotów. Z reguły jednak takie systemy są otoczone aureolą tajemnicy (głównie z uwagi na bardzo zaawansowaną technologię) i niewiele jest na ich temat publikowane. Typowo są takie systemy częścią elektronicznego uzbrojenia (Electronic Warfare) okrętu i to też nie ułatwia znalezienia informacji na ich temat.

Poza zastosowaniami militarnymi cały czas jednak są antenny pętlowe używane do odbioru niskich częstotliwości radiowych i są one z reguły ekranowane elektrostatycznie aby zminimalizowac odbiór pól elektrycznych.
Powszechnie też są antenny pętlowe używane do pomiarów składowej magnetycznej promieniowania elektromagnetycznego w zakresie 9kHz do 30MHz albo nawet 30Hz do 30MHz w ramach tzw kompatybilnosci elektromagnetycznej (zakłoceń) np dla standardów: Bellcore GR-1089 (sprzęt telekomunikacyjny - USA) i MIL-STD-461 (elektronika militarna - USA) czy EN 60945 (elektroniczne wyposażenie statkow - Europa), jak również do pomiarów skutecznosci ekranowania pomieszczen w zakresie 10kHz do 1MHz. Do pomiarów skuteczności ekranowania używane są dwie takie antenny i jedna pracuje jako antenna nadawcza ale typowo jej straty (choć dość znaczne) nie stanowią większego problemu w tym konkretnym przypadku.

Takie antenny są jednak dokładnie kalibrowane i specjalnie zaprojektowane dla maxymalnego tłumienia pola elektrycznego. Jest to osiągane przez dokładne ekranowanie elektrostatyczne i balansowanie dla pól elektrycznych a czasem nawet instalowanie dwóch dokładnie jednakowych antenn pętlowych tuż koło siebie i takie ich podłączenie za pomocą symetrycznego transformatora szerokopasmowego aby sygnały produkowane przez pola elektryczne się znosiły a sygnały produkowane przez pola magnetyczne - dodawały.
Balun jest też typowo używany do podłączenia z feederem, a czasem taka antenna posiada wbudowany zbalansowany szerokopasmowy wzmacniacz o bardzo małej impedancji wejściowej poniżej 1W (jak np bardzo droga antenna HFH2-Z2 firmy Rohde & Schwarz).

Są to jednak cały czas tylko antenny odbiorcze a ich wykorzystanie jako antenn nadawczych zawsze było bardzo utrudnione z uwagi na ogromne straty.
Przy odbiorze stosunek odbieranego sygnału do szumu jest znacznie ważniejszy niż absolutny poziom sygnału, ktory prawie zawsze może byc odpowiednio wzmocniony w odbiorniku. Współczesne odbiorniki maja z reguły spory zapas wzmocnienia aby to skompensować więc dość znaczne straty antenny pętlowej nie są problemem

Istnieją jednak sposoby na dramatyczne zmniejszenie strat w takich antennach m.in przez doprowadzanie do rezonansu jak również odpowiednią konstrukcję i dobór użytych materiałów.
Jest to podstawą sukcesu jako że w przeciwieństwie do antenny odbiorczej w przypadku antenny nadawczej najważniejsza jest absolutna moc przez antennę wypromieniowaną.
Takie właśnie antenny (nadawcze) są tematem tego artykułu.

Małe Pętlowe Antenny Magnetyczne (MPAM) znane są już od prawie 50 lat kiedy zostały wprowadzone do użycia w armii amerykańskiej w Azji.
Od dość dawna są one również używane na okrętach wojennych wielu krajów jak również jako przewoźne antenny na pojazdach wojskowych.
W ostatnich latach obserwować można wręcz explozję popularności bardzo małych MPAM w zastosowaniu do RFID (Radio Frequency Identification), czyli miniaturowych transponderów do computerowej inwentaryzacji produktów pracujących na częstotliwościach 125-148kHz i 13.56MHz (czasem 27.12MHz) i UHF (typowo 315, 433, 860-960MHz).

Krótkofalowcy próbowali używać tych antenn od bardzo dawna ale dopiero w ostatniej dekadzie obserwować można gwałtowny wzrost ich popularności.

MPAM mają dużo ciekawych zalet, ale, jak wszystko na tym świecie, mają też i wady o czym dalej.

Są to antenny generalnie dość łatwe do zbudowania aczkolwiek równie łatwo jest popełnić poważne błędy w ich konstrukcji i nie osiągnąć parametrów do ktorych są one zdolne. Błędy te są generalnie spowodowane przez brak zrozumienia ich działania.
Istnieje ogromna ilość publikacji (szczegolnie na Internecie) opisujących konstrukcję takich antenn. Istniejące rozwiązania mogą być dość dobrą inspiracją ale często ich kopiowanie nie jest w pełni możliwe albo po prostu jest niepraktyczne. Powodem może być niemożliwość zdobycia podobnych materiałów albo cześci czy też niepraktyczność wymiarów, zakresu częstotliwości itp.
Samodzielne zaprojektowanie i zbudowanie takiej antenny nie jest zadaniem skomplikowanym i nie wymaga zrozumienia bardzo w sumie abstrakcyjnej i trudnej do intuicyjnego zrozumienia teorii promieniowania elektromagnetycznego.

Nie jest zadaniem tego artykułu przedstawienie detalicznych planów budowy MPAM. Moją ambicją jest wyjaśnienie podstaw działania MPAM w stopniu który pozwoli przeciętnie technicznie uzdolnionym krótkofalowcom zrozumienie jej działania i pozwoli na samodzielne zaprojektowanie i zbudowanie MPAM z uniknięciem wielu typowych błedow, jak również da im podstawy do prawidłowej oceny jej działania.

Z drugiej jednak strony nie jest moją intencją wkraczanie w bardzo naukowe aspekty promieniowania antenn. Prawie wszystko co jest w tym artykule zawarte oparte jest na szeroko znanych (choc często glęboko zapominanych) podstawowych regułach fizyki a jedyne co ten artykuł może wyróżniać to fakt ze wszystko to jest zgromadzone w jednym miejscu i uporządkowane tak aby ułatwić zrozumienie.

MPAM jest antenną zdecydowanie wartą zastanowienia. Nie wyprze ona oczywiście ogromnej farmy antennowej (marzenie) ale w wielu wypadkach może byc jednym z możliwych, a czasem jedynym możliwym rozwiązaniem trudnego problemu antennowego.

I jeszcze jedna uwaga, MPAM są najczęściej budowane jako pętle składąjace się z jednego tylko zwoju i pod takim kątem są one przedstawione w tym artykule. Nic jednak nie stoi na przeszkodzie w zbudowaniu antenny np dwu- albo trzyzwojowej co może mieć sens w zastosowaniu na parę dolnych pasm.
W przypadku kiedy wzory prezentowane w tym artykule zostały uproszczone do jednego zwoju w trakcie ich przekształcania zawsze istnieje możliwość powrotu do podstawowego wzoru i użycie więcej niż jednego zwoju.

2. Charakterystyczne cechy MPAM. Wady i zalety

MPAM są antennami elektrycznie bardzo małymi z wysokim współczynnikiem dobroci Q i bardzo dużym udziałem pola magnetycznego (w stosunku do innych antenn) w generacji i odbiorze promieniowania elektromagnetycznego. Daje im to szereg bardzo specyficznych cech.

Oczywistymi zaletami MPAM sa bardzo małe wymiary (w stosunku do długości fali), relatywna niewrażliwość na wysokość zainstalowania (działają nawet na ławce w parku) i promieniowanie w bardzo szerokim zakresie kątow elewacji przez co nadają sie one tak do łączności lokalnych jak i DX.
Doskonale się też one nadają do pracy terenowej (pod warunkiem że się zmieszczą do samochodu).
Pozioma charakterystyka kierunkowa pionowo zainstalowanej antenny, podobna do poziomej antenny typu dipole (ósemka) z bardzo dużym tłumieniem w kierunku prostopadłym do płaszczyzny antenny pozwala na eliminowanie nawet bardzo silnych zakłócajacych sygnałów przez odpowiednie ustawienie antenny (zakładając że jest ona obracalna).

Wąskopasmowość
Bardzo wysoki współczynnik Q powoduje że antenny te cechują się wyjątkowo dużą wąskopasmowością (dużą selektywnością) co z jednej strony jest ich ogromną wadą, z drugiej zaś może też być wykorzystane jako ogromna zaleta.

Przy nadawaniu antenna działa jak bardzo wysokiej jakości filtr bardzo silnie tłumiący niepożądane częstotliwości (np harmoniczne), przez co nadawany sygnał jest bardzo czysty.
Jednakże w skrajnych przypadkach, szczególnie na niższych częstotliwościach (powiedzmy 3.5MHz, a szczególnie 1.8MHz) i w przypadku MPAM o małych stratach, może pasmo przepuszczania być tak wąskie że niemożliwa może się zrobić praca emisją SSB (!). Definicja pasma przenoszenia typowo mierzonego dla -3dB spadku ma zastosowanie tylko przy odbiorze. Przy nadawaniu ważniejszym ograniczeniem jest pasmo mierzone znacznym wzrostem VSWR, i będzie ono znacznie węższe.

Bardzo typowo transceivery zawierają na wejściu odbiornika filtr pasmowy pokrywąjacy całe jedno pasmo (Df=500kHz). Przy takim rozwiązaniu filtru wejściowego mixer (albo przedwzmacniacz) jest "bombardowany" wszystkimi sygnałami i zakłóceniami zawartymi w całym paśmie co nawet przy dobrym zakresie dynamicznym odbiornika moze powodować jego przesterowywanie. Taka sytuacja jest dość powszechna w dużych miastach.
W takim przypadku MPAM działa jak filtr o bardzo dużej selektywności ustepującej jedynie filtrowi kwarcowemu. Jedyny sygnał jaki wejście odbiornika będzie widziało to jest ten do ktorego antenna jest dostrojona. Przy budowie własnego odbiornika można to uwzględnić i przewidzieć możliwość wyłączania filtru wejsciowego, oszczędzając sobie w ten sposób jego dodatkowego tłumienia.

Wadą tak dużej selektywności jest uniemożliwienie użycia tradycyjnych ogranicznikow trzaskow (typu QRN) w odbiorniku, co spowodowane jest ulokowaniem obwodu o bardzo dużej selektywności na jego wejsciu.
Lloyd Butler VK5BR opisuje ogranicznik trzasków specjalnie zaprojektowany do MPAM o wysokim Q w swoim artykule Noise Blanking for the High Q Loop Antenna.

Ogromna wąskopasmowość MPAM powoduje też konieczność ciągłego ich przestrajania przy niedużej nawet zmianie częstotliwości pracy. Wymaga to stosowania rożnego rodzaju układow zdalnego strojenia (o czym w części 7 ) i może poważnie utrudnić pracę w zawodach.

Pole magnetyczne
MPAM znana jest z dużego udziału pola magnetycznego (H) w produkowaniu promieniowania elektromagnetycznego (EM). Cecha ta jest często dość użyteczna ale jeszcze częściej jest znacznie wyolbrzymiana. Określenie “antenna magnetyczna” sugeruje obecność wyłącznie pola magnetycznego.
W rzeczywistości nie jest to całkowicie zgodne z prawdą i produkuje ona (i odbiera!) także i pole elektryczne (E) i to na ogół znacznie większe niż pole magnetyczne. Mowa oczywiscie o polach bezpośrednio otaczających antennę. Wyjaśnione jest to w części 5.
Obecność silnego pola elektrycznego przy nadawaniu można bardzo łatwo stwierdzić przy pomocy świetlówki.
Ale biorąc pod uwage fakt że daleko od antenny stosunek E/H jest równy 377 to nawet E/H ~ 20 (część 5) jest wartością bardzo małą, sugerujacą silną zawartość pola magnetycznego.

Jakie są tego zalety?

Przy nadawaniu dość oczywistą zaletą jest znacznie niższe pole elektryczne przez tą antenne wytwarzane (i odbierane). Może to miec dość duże znaczenie jeśli chodzi o bezpieczeństwo. I tak np US standard IEEE C95.1 regulujący poziomy napromieniowania elektromagnetycznego w zakresie częstotliwości 3-30MHz ogranicza jego poziom do 1842/F [V/m] składowej elektrycznej (E) i 16.3/F [A/m] składowej magnetycznej (H) (gdzie F, częstotliwość, jest w MHz ) w tzw Controlled Environment, co w praktyce oznacza ze chodzi o personel obsługujący urządzenia a nie przypadkowych przechodniów.
Zakładając wspomniane w części 5 różnice stosunku E/H pomiędzy antennami "elektrycznymi" i "magnetycznymi" (powiedzmy 5000 w stosunku do 20) oznacza to że dla takiej samej częstotliwości i odległości od antenny (mowa oczywiscie o bezpośrednim sąsiedztwie antenny) antenna magnetyczna zezwoli na użycie prawie 8 razy większej mocy zanim sie osiągnie limit napromieniowania. To drastyczne zmniejszenie poziomu pola elektrycznego w wielu przypadkach moze też pomóc w wyeliminowaniu TVI (w przypadku kiedy silne pole elektryczne jest jego powodem). Wielu krótkofalowców nie może sobie pozwolić na prace QRO z uwagi na bliskość sąsiadów i problemy powodowane przez ogromne pola elektryczne, w wielu takich przypadkach MPAM może umożliwić dośc spore podwyższenie mocy bez zakłócania urządzen elektronicznych w bezpośrednim sąsiedztwie. Zakładając oczywiście że antenna jest zdolna do pracy QRO.

W znacznym stopniu blędne jest twierdzenie że jako że jest to antenna magnetyczna eliminuje ona zakłócenia w odbiorze ktore wystepują głównie jako pole elektryczne.
Zakłócenia są tez promieniowaniem elektromagnetycznym i podlegają dokładnie takim samym prawom fizyki. Faktem jest że produkowane są one najczęściej głównie jako początkowo pole elektryczne. Ale już w odległości znacznie mniejszej niż długość fali przemienia się to pole w promieniowanie elektromagnetyczne z dokładnie takim samym stosunkiem E/H (377) jak każde inne promieniowanie elektromagnetyczne. To co odbieramy jako nieznośny szum i zakłócenia jest w rzeczywistości sumą promieniowania niezliczonych zródeł otaczających miejsce odbioru i położonych w odległościach z reguly większych lub znacznie większych niż np. połowa długości fali. MPAM będzie to odbierała dokładnie tak samo jak każda inna antenna o takiej samej polaryzacji i zysku.
Jedynie w przypadkach kiedy zródło zakłócen, np. młynek do kawy, ulokowane jest naprawdę bardzo blisko antenny MPAM bedzie w stanie zrobiś różnicę. W przypadku nawet najniższego z pasm amatorskich (160m) oznacza to generalnie mniej niz kilkadziesiat metrów i proporcjonalnie mniej na wyższych pasmach.

Pętlowe antenny magnetyczne sa bardzo często używane do odbioru na niskich częstotliwościach (fale długie i poniżej). W tych zakresach częstotliwości długości fali sa na tyle duże że antenna taka będzie niewrażliwa na pola elektryczne w dość znacznym promieniu.
Przykładem moze np być zbudowana przez mnie antenna pętlowa do odbioru stacji wzorcowej WWVB w Boulder (Colorado) na częstotliwości 60kHz (l=5km). Odbiór tej stacji w moim QTH z antenną typu LW jest bardzo trudny (prawie niemożliwy) z uwagi na wysoki poziom zakłócen (i czywiście niski poziom sygnału) z których większość jest generowana w odległości do, powiedzmy, kilometra. Magnetyczna antenna pętlowa bardzo dobrze redukuje większość z nich jako że jej bliskie pole magnetyczne rozciąga sie na dobre kilkaset metrów, i zapewnia odbiór z jakością wystarczającą do bardzo dokładnych pomiarów częstotliwości.
Niestety nie da się tego wykorzystać w takim stopniu na znacznie krótszych falach.

Bardzo duży udział pola magnetycznego powoduje też pewną wrażliwość antenny na obecność dużych obiektów ferromagnetycznych (np. stalowych) w ich bezpośrednim otoczeniu. Nie stanowi to jednak przeszkody w ich użyciu na wielu okrętach wojennych tak Canady i USA, gdzie zainstalowane są na wysokości zaledwie 2 metrów nad mostkiem i dobrze działają pomimo relatywnej bliskości ogromnej ilości stali.
Bezpośrednia bliskość sporych obiektów stalowych (np poręcz balkonu) może przejawić się jako zwiększona rezystancja strat w zastępczym schemacie antenny zmniejszając jej sprawność i ewentualnie pogarszając dopasowanie. Nie oznacza to oczywiście że nie można jej na balkonie użyc, oznacza to tylko ze trzeba ta antenne zainstalować możliwie najdalej od stalowych poręczy i zbrojonego betonu.

Kąt Elewacji
Pamietać należy że różnice w promieniowaniu MPAM w stosunku do innych antenn odnoszą sie głównie do bliskiego pola bezpośrednio otaczającego antennę. Już jednak w odległościach mniejszych nawet niż ¼ l promieniowanie elektromagnetyczne antenn jest takie same niezależnie od ich zasady działania.
Kąt elewacji antenny kształtowany jest przez współdziałanie ziemi w obszarze rozciągającym sie na wiele długości fali. To powoduje ze MPAM będzie dokładnie tak samo zależna od użytej polaryzacji i wysokości nad ziemią jak każda inna antenna jeśli chodzi o jej kąt elewacji.

Dość typowo jest MPAM używana w pozycji pionowej i promieniuje dużą składową o polaryzacji pionowej. Jej współdziałanie z ziemią produkuje tak charakterystyczny dla pionowej polaryzacji niski kąt elewacji bliskich ziemi antenn. Jednakże tak jak i w przypadku antenny pionowej rzeczywisty kąt elewacji zależny będzie od przewodności ziemi otaczającej antennę w dość sporym promieniu i będzie zawsze gorszy (wyższy) niż teoretycznie obliczony dla idealnej ziemi.
Pamietać też należy że MPAM promieniuje w polaryzacji pionowej tylko w plaszczyznie horyzontu i jej polaryzacja stopniowo zmienia sie na pozioma w miare wzrostu kata elewacji. To spowoduje pewne rożnice w rzeczywistych katach elewacji będących wynikiem interakcji z ziemia w stosunku do typowych antenn pionowych.
Duża zawartość promieniowania o polaryzacji poziomej przy wyższych katach elewacji z uwagi na bliskość ziemi, wypromieniowane zostanie dość wysoko, i w rezultacje użyta być może do łączności lokalnych.

Efektywność
Effektywność MPAM jest często porównywana do poziomej antenny typu dipole i ta ostatnia z regóły wychodzi nieco lepiej. Pamiętać jednak należy że takie porównania robione są pomiędzy odpowiednio wysoko zainstalowanym antennami.

W trudniejszych warunkach antennowych kiedy antenny są zainstalowane raczej nisko dobra MPAM moze pobić na glowę pozioma antennę typu dipole w pracy DX. Właściwym porównaniem byłaby pionowo ustawiona MPAM w stosunku do antenny pionowej (np GP) z którą może z powodzeniem konkurować.
W każdym z takich porównań upewnić się należy że MPAM jest prawidłowo zbudowana i jej straty utrzymane są na jak najniższym poziomie.

3. Indukcyjność i Naskórkowość

Zjawisko indukcyjności odgrywa ogromną rolę w działaniu MPAM (i to więcej niż na jeden sposób) i dlatego zasługuje na nieco więcej uwagi.
Na początek bardzo uproszczona, szkolna definicja indukcyjności własnej.
Zmienny prąd płynący w przewodzie spowoduje powstanie zmiennego pola magnetycznego którego linie bedą ten przewód koncentrycznie otaczały. Zgodnie z prawem Faraday'a pole to spowoduje zaindukowanie zmiennego napięcia (i prądu w obwodzie zamknietym) w przewodzie ktory się znajdzie w jego zasięgu, włączając w to i przewód który to pole wytworzył.

Zgodnie z prawem Lens'a prąd w tym przewodzie wytworzony będzie skierowany tak że przeciwstawiał się będzie zmianom pola magnetycznego ktore go spowodowało.
Można też powiedzieć że indukcyjność własna reprezentuje coś w rodzaju oporu z jakim każdy przewód będzie się przeciwstawiał wszelkim zmianom wielkości prądu w nim płynącego.
Tak właśnie działa indukcyjność własna. Im większa indukcyjność i im większa częstotliwość tym większy jest opór jaki będzie ta indukcyjność stawiała. Dość dobrą tego oporu analogią jest inercja zawarta w ciężkim przedmiocie którym będziemy próbowali potrząsac. Im większa jego waga (czyli indukcyjność) tym ciężej będzie nim potrząsać, szczególnie w miarę wzrostu częstliwości. Opór spowodowany indukcyjnością nazywa się indukcyjną reaktancją, która wyraża się w [W] i która jest proporcjonalna do indukcyjności i częstotliwości wg wzoru:

X_L=2 π f L (Wzór 3-1)

kalkulator

Reaktancja Indukcyjna

gdzie :

XL–reaktancja indukcyjna w [Ω]
L–indukcyjność w [H]
f–częstotliwość w [Hz]

Można też użyć (odpowiednio) L w [μH] i f w [MHz]

Zmienne pole magnetyczne wytworzone przez prąd płynący w jednym przewodzie spowoduje również powstanie zmiennego prądu w każdym innym przewodzie który znajdzie się w jego zasięgu. To zjawisko nazywa się indukcyjnością wzajemną.
Zjawisko indukcyjności wzajemnej bardzo często wykorzystywane jest do wygodnego dopasowania MPAM do zasilającego kabla koncentrycznego. Więcej o tym w poświęconej dopasowaniu do feedera części 6.

Indukcyjność własną pętli antennowej obliczyć można ze wzoru:

L=0,2 C (2,303log(4 C/d)-K) (Wzór 3-2)

kalkulator

Indukcyjność pętli

gdzie:

L – indukcyjność pętli w [μH]
C – obwód pętli w [m]
d – średnica przewodu w [m]
K – współczynnik zależny od kształtu pętli (wszystkie boki o jednakowej długości):

2.451 – okrągła

2.561 – ośmiokątna

2.636 – sześciokątna

2.712 – pięciokątna

2.853 – kwadratowa

3.197 – trójkątna

Najsilniejsze współdziałanie koncentrycznych linii pola magnetycznego ze wzbudzonym przez nie prądem występuje w środku przewodu, słabnąc w miarę oddalania sie na zewnątrz.
Powoduje to ze indukcyjność pętli zależna jest nie tylko od jej średnicy, ale również od średnicy użytego przewodu, zmniejszając się w miarę jej zwiększania. Przykładową tego zależność dla okrągłych pętli o średnicach od ¼ do 2 metrów (między środkami przewodów) można zobaczyć na wykresie.

plot 3 1

Inną tego konsekwencją jest to, ze rzeczywista indukcyjość przewodu (i jego indukcyjna reaktancja) nie jest jednakowa w całym jego przekroju. Największa jest ona w samym środku i maleje w miarę zbliżania się do powierzchni przewodu. Powoduje to że prąd zmienny ma tendencję do koncentrowania się bliżej powierzchni przewodu gdzie indukcyjna reaktancja jest najmniejsza. Nazywa się to zjawisko naskórkowością (skin effect).

Jest to bardzo negatywne zjawisko jako że powoduje ono że większość prądu wielkiej częstotliwości koncentruje sie w stosunkowo cienkiej warstwie przy powierzchni przewodu, prowadząc do zmniejszania się efektywnego przekroju przewodu przez ten prąd wykorzystywanego i dużego wzrostu jego rzeczywistej rezystancji.

Głębokość warstwy przez prąd zmienny penetrowanej zależy of częstotliwości, rezystywności materiału i jego absolutnej przenikalnosci magnetycznej i obliczyć ją można ze wzoru:

δ=√(ρ / (π f μ₀)) (Wzór 3-3)

kalkulator

Głębokość Penetracji

Zależność tą zobaczyć można na wykresie W rzeczywistości rozkład prądu jest exponencjalną funkcją głębokości i nigdy nie spada całkowicie do zera nawet w samym środku przewodu ale jego wartość staje tak mała że można ją całkowicie pominąc. Głębokość penetracji obliczana jest dla punktu gdzie gęstość prądu spada do 37% (1/e) jego wartości przy powierzchni.

plot 3 2

Zmniejszająca sie głębokość penetracji w nieunikniony sposób powoduje wzrost rezystancji dla wielkich częstotliwości (R_AC) i można ją obliczyć używając poniższego wzoru:

R_{AC=l / d}_√(ρ f μ0/π)(Wzór 3-4)

Albo w przypadku MPAM, bazując na jej średnicy:

R_{AC=π D / d√}(ρ f μ0/π)_{(Wzór 3-5)}

kalkulator

Rezystancja Wielkiej Częstotliwosci

gdzie:

R_AC – rezystancja dla wielkiej częstotliwości w [Ω]
l – długość przewodu w [m]
D – średnica pętli między środkami przewodow w [m]
d – średnica zewnętrzna przewodu w [m]
f – częstotliwość w [Hz]
μ_o – absolutna przenikalność magnetyczna materiału w [H/m]
ρ– rezystywność materialu przewodu w [Ωm]

Wzór nie rozróżnia pomiędzy pełnym przewodem i rurką jako że w praktyce głębokość penetracji na częstotliwościach radiowych jest z reguły znacznie mniejsza niz najmniejsze osiagąlne grubości ścianek rur.
Zjawisko naskórkowości wyraźnie widoczne jest dopiero na częstotliwościach radiowych ale już nawet na częstotliwości 50Hz przewód miedziany penetrowany będzie tylko do głębokości około 9.5mm, co w praktyce oznacza że nieekonomiczne jest stosowanie pełnych miedzianych przewodów o średnicy przewyższajacej 2 x 9.5mm czyli 19mm. Na 1kHz ta średnica zmniejsza sie już tylko do 4.2mm, aby spaść do nieco poniżej 0.025mm (bardzo cienki przewód) na częstotliwości 30MHz.
W przypadku konieczności użycia przewodów o większym przekroju (np. z uwagi na wielkość prądu) można albo użyc rury o grubości ścianki w przybliżeniu równej głębokości penetracji i odpowiednio dużej średnicy zewnętrznej albo wielu przewodów równolegle w postaci tzw Litz wire (ang.), gdzie duża ilość cienkich przewodów izolowanych emalią tworzy jeden przewód w oplocie bawełnianym. Litz wire jest praktyczny tylko w zakresie do ok. 1MHz i bardzo typowo jest używany do uzwojeń cewek antenn z prętowym rdzeniem ferrytowym na zakresy fal średnich i długich.

Rezystancja właściwa aluminium jest ok 1.6 razy większa niż miedzi wiec i głębokość penetracji prądu jest w aluminium nieco większa.
Przenikalność magnetyczna tak miedzi jak i aluminium jest bardzo zbliżona do powietrza i próżni (m ~ 1) więc nie ma specjalnego wpływu na głębokość penetracji.
Zupełnie inaczej jest ze stalą. Pomimo że jej rezystancja właściwa jest ponad 10 razy większa niz miedzi to jednak penetracja jest znacznie mniejsza a powodem tego jest jej kilka tysięcy razy większa przenikalność magnetyczna (przynajmniej na niskich częstotliwościach) i oczywiście znacznie większa spowodowana tym indukcyjność przewodu. Przenikalność magnetyczna stali na częstotliwościach radiowych spada prawie do jedności więc i głębokość penetracji gwałtownie się zwiększa, dość sporo przewyższając głębokość penetracji prądu tak w miedzi jak i w aluminium.

Materiały o większej rezystywnosci cechują sie większą głębokością penetracji ale nie oznacza to oczywiście że są przez to lepsze - cały czas mają one większą rezystancję. Ich rezystancja na wszystkich częstotliwościach wzrasta w miarę wzrostu rezystywnosci niezależnie od wzrostu głębokosci penetracji.
Zmniejszająca się głębokość penetracji powoduje wzrost rezystancji przewodu dla wielkich częstotliwości (wzory 3-3 i 3-4) w stopniu znacznie większym niż się to na ogół wydaje. Można to zobaczyć na wykresie

plot 3 3

Przedstawia on stosunek wzrostu rezystancji dla wielkich częstotliwości (R_AC) do rezystancji tego samego, pełnego miedzianego przewodu dla prądu stałego (R_DC) w zależności od częstotliwości i dla różnych średnic przewodów od 0.1 do 30mm. Wzrost ten jest bezpośrednim wynikiem koncentracji prądu w wąskiej warstwie przy powierzchni przewodu.
Stosunek ten będzie oczywiście znacznie mniejszy w przypadku użycia rurki jako że bedzie ona miała mniejszą powierzchnię przekroju którą prąd staly wykorzystuje w całości i tym samym wiekszą rezystancję dla prądu stalego.
Wyraźnie jest na tym wykresie widoczne że do śmieci można wyrzucić wszystkie dane na temat bardzo małych rezystancji miedzianych przewodów dla prądu stałego przy projektowaniu MPAM do pracy w zakresie fal krótkich. Rzeczywiste rezystancje na częstotliwościach pracy antenn sa znacznie wyższe.

4 - Elektrycznie małe antenny - trochę teorii

Największym argumentem przeciwko małej antennie pętlowej (jak zresztą każdej innej elektrycznie małej antennie) jest twierdzenie ze jest ona za mała na to żeby działała jak pełnowymiarowa antenna. Przynajmniej tak to wyglada intuicyjnie. Ale co powoduje ze mała antenna jest... za mała?

Teoria Maxwell'a mówi że każdy przewód przewodzący prąd wielkiej częstotliwości będzie produkował promieniowanie elektromagnetyczne, czyli, innymi słowami, każdy kawałek przewodu może być użyty jako antenna. Promieniowanie elektromagnetyczne jest oczywiście formą energii i oznacza to że każdy promieniujący kawałek przewodu będzie tą energię "tracił". Słowo "strata" nabiera oczywiście pozytywnego znaczenia jeżeli rzeczywiście potrzebujemy tą energie wypromieniować. Jako że ta strata energii odbywa się w funkcji czasu więc reperezentuje ona rzeczywistą moc.

Moc jest tracona w obwodach elektrycznych tylko na rezystancjach więc do analizy działania antenn wprowadzone zostało pojęcie rezystancji promieniowania R_P. Definiowana jest ona jako stosunek całkowitej mocy przez antennę wypromieniowanej (we wszystkich kierunkach) do kwadratu prądu do tej antenny dostarczonego. Tak samo zresztą oblicza się zwykłą rezystancję kiedy znany jest prąd i moc w niej straconą.
Rezystancja promieniowania jest częścią całkowitej impedancji antenny (o czym dalej) i nie należy tych dwóch pojeć mylić. Rzeczywista jej wartość bardzo silnie zależy od wymiarów i konstrukcji antenny i dla elektrycznie małej antenny drutowej jest ona proporcjonalna do kwadratu jej długości.
W idealnym przypadku rezystancja promieniowania jest jedynym składnikiem impedancji antenny.

Zwróćmy uwagę że nie użyty został prostszy wzór na rezystancję (prawo Ohma), czyli napięcie podzielone przez prąd. Powód jest prosty: w rzeczywistej antennie moc jest tracona nie tylko przez promieniowanie elektromagnetyczne, część mocy jest też stracona na rezystancji przewodów jako promieniowanie termiczne R_S. Rezystancja promieniowania połączona jest w szereg z rezystancją strat termicznych i w punkcie zasilania antenny sa one absolutnie nie do rozróżnienia, poza oczywiście rodzajem mocy przez nie produkowanych: promieniowania elektromagnetycznego albo ciepła. Przez używanie do obliczeń tylko mocy promieniowania elektromagnetycznego jesteśmy w stanie je rozróżnić.

Niezależnie od rezystancji promieniowania i strat termicznych każda antenna zawiera także indukcyjność i pojemność (jak każdy przewód). Te z kolei mają swoje reaktancje, pojemnościową X_C i indukcyjną X_L. Obie są zależne od częstotliwości wg wzorów:

XL= ωL_{, X_C} _₌_1/ωCgdzie ω = 2πf (Wzory 4-1)

W zastępczym schemacie rzeczywistej antenny wszystkie te składniki są połączone w szereg jak na poniższym schemacie:

pic 4 1

gdzie reaktancje X_C i X_L tworzą szeregowy obwód rezonansowy. Wypadkową impedancję Z obwodu w punkcie zasilania policzyć można ze wzoru:

Z=√((R_P+R_S)²+(X_L+X_C)²) (Wzór 4-2)

gdzie:

R_P – rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1).
R_S – suma rezystancji wszystkich strat w [Ω]

Dla utrzymania największej możliwie sprawności antenny zależy nam oczywiście aby rezystancja promieniowania R_P była jak największa w stosunku do pozostałych skladnikow impedancji czyli rezystancji strat R_S i reaktancji X_C albo X_L.
Dla każdej kombinacji obu reaktancji istnieje zawsze częstotliwość na której sa one sobie równe. Jest to częstotliwość rezonansu i obliczyć ją można ze wzoru:

f=1/2π√(LC) (Wzór 4-3)

kalkulator

Częstotliwość Rezonansowa

Reaktancja indukcyjna jest umownie przedstawiana jako dodatnia a pojemnościowa jako ujemna więc znoszą sie one zupełnie jeżeli są sobie równe i wypadkowa reaktacja ich szeregowego połączenia równa jest zeru w rezonansie, co upraszcza wzór na impedancję antenny do:

Z=R_P+R_S (Wzór 4-4)

Poza rezonansem wypadkowa reaktancja równa jest algebraicznej sumie obu reaktancji, tak że w praktyce tylko jeden (o wiekszej wartości) rodzaj reaktancji jest "widoczny".
Każda antenna drutowa w rezonansie (jak każdy obwód rezonansowy) może byc scharakteryzowana przez współczynnik dobroci Q, który dla szeregowego obwodu rezonansowego obliczyć można ze wzoru:

Q=X/(R_P+R_S) (Wzór 4-5)

kalkulator

Współczynnik Q

gdzie:

X – reaktancja w obwodzie (pojemnościowa albo indukcyjna - w rezonansie obie są równe) w [Ω]
R_P – rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1).
R_S – suma rezystancji wszystkich strat w [Ω]

Ze wzoru wyraźnie wynika że obecność dużych reaktancji (w stosunku to rezystancji promieniowania i strat) jest czynnikiem powodującym istnienie tak wysokiego wspólczynnika dobroci Q.
Szerokość pasma antenny (dla 3dB spadku) jest odwrotnie proporcjonalna do współczynnika dobroci Q i można ją obliczyć ze wzoru:

Δf=f/Q (Wzór 4-6)

gdzie:

f – jest częstotliwością
Δf – jest szerokością pasma, obie w takich samych jednstkach miar

H.A. Wheeler w "Fundamental Limitations of Small Antennas" (1947) i L.J.Chu w "Physical Limitations on omni-directional antennas" (1948) wykazali związek pomiędzy wymiarami antenny (w stosunku do długości fali) a minimalną teoretyczną wartością wspołczynnika dobroci Q. Ostateczna (najprostsza) wersja równania Chu-Harrington (znanego też jako Chu limit) jest:

Q_Chu=1/(k+r)³+1/kr gdzie k=2π/λ (Wzór 4-7)

albo jego uproszczona wersja (dla bardzo małych elektrycznie antenn):

Q_Chu=1/(k+r)³ (Wzór 4-8)

gdzie:

r – jest promieniem najmniejszej kuli w której rozpatrywana antenna się zmieści w [m]
k – jest tzw liczbą falową [1/m], odwrotnie proporcjonalną do długości fali
λ– dlugość fali w [m]

Wzór ten nie bierze pod uwagę żadnych dodatkowych strat w strukturze antenny. To stwierdzenie jest bardzo ważne z praktycznego punktu widzenia, szczególnie w odniesieniu do małych antenn jak się to pózniej okaże.
Wyraźnie we wzorze tym widac ze pomijajac straty w antennie jedynym ograniczeniem elektrycznie małych antenn jest minimalna wartość współczynnika Q i wynikająca z niego maxymalna szerokość pasma.

Sprowadza się to do stwierdzenia że można zbudować albo pełnowymiarową antennę o niskim Q (szerokopasmową) albo małą antennę o wysokim Q (wąskopasmową), obie o takiej samej sprawności a przy tym niemożliwe jest zbudowanie małej i jednocześnie szerokopasmowej antenny przy zachowaniu takiej samej sprawności (wbrew temu co niektórzy producenci i sprzedawcy antenn probują nam czasem wcisnać).
W praktyce bardzo małe antenny cechują się ogromnymi stratami które powodują spadek sprawności antenny i jednocześnie spadek rzeczywistej wartości Q poniżej limitu Chu.

Nawet przy bardzo pobieżnej analizie wzoru L.J.Chu wyraźnie widać że nie ma w nim niczego co by stało na drodze do zbudowania sprawnej i przy tym bardzo małej antenny (przynajmniej w teorii), pod warunkiem ze straty w antennie utrzymane będą na niskim poziomie i tolerować możemy bardzo wysoką wartość współczynnika Q.
Oczywiste też jest że jedynym sposobem na zwiększenie szerokopasmowości małej antenny jest zwiększenie rezystancji strat (wzory 4-5 i 4-6) a tym samym obniżenie jej sprawności. Pomimo że wydaje się oczywiste że nikt nie ma interesu w obniżaniu sprawności antenny to jednak jest to czasem stosowane jako metoda na poszerzenie pasma.
Wzrost minimalnej teoretycznej wartości Q jest bardzo gwałtowny w miarę zmniejszania wymiarów antenny jako że, w przypadku antenn bardzo małych, jest ona proporcjonalna do trzeciej potęgi stosunku długości fali do wielkości antenny!
I rzeczywiście, MPAM są wręcz legendarne jeśli chodzi o ich wąskopasmowość.

Wysoka wartość Q może się wydawać czymś bardzo pozytywnym, ale w rzeczywistości oznacza to, poza drastycznym zawężeniem pasma, również tendencję do silnego wzrostu strat na wszelkich rezystancjach jako że wzrost wartości Q pociąga za sobą równiez i wzrost wartości prądu wielkiej częstotliwości krążącego w obwodzie rezonansowym (ktorym jest każda antenna drutowa). Bardzo duża wartość Q moze tez powodowac wrazliwość antenny na odstrajanie przez zmiany w jej otoczeniu. Innym problemem związanym z bardzo wysokim współczynnikiem Q w obwodzie rezonansowym jest istnienie bardzo wysokich napięć na podzespołach obwodu nawet przy umiarkowanych poziomach mocy. Poza nielicznymi wyjątkami z reguly chcemy aby antenna miała jak najmniejszą wartość Q.

Dokładnie taki sam problem istnieje w przypadku tak popularnego w lampowych wzmacniaczach mocy filtru p. Jego bardzo wysoka wartość Q (pod obciążeniem) pomaga w tłumieniu harmonicznych ale prowadzi także do wysokich strat i zmusza do ciągłego przestrajania przy małych nawet zmianach częstotliwości, nie wspominając juz nawet o problemach z nadmiernie wysokimi napieciami.

Co jednak z odbiorem? Wiadomo że z fizycznego punktu widzenia antenny sa calkowicie odwracalne, czyli wszystkie parametry antenny są takie same tak przy nadawaniu jak i przy odbiorze.
I tutaj znowu intuicja może podpowiadać że tak mała antenna nie może być tak skuteczna jak jej pelnowymiarowy odpowiednik już choćby tylko dlatego że z uwagi na jej bardzo małe wymiary będzie ona wystawiona na znacznie mniejsza ilość nadchodzącej energii.
Istnieje w fizyce koncept powierzchni przechwytywania antenny A_E (ang. effective capture area albo effective aperture). Dla antenn drutowych powierzchnia ta jest na ogół znacznie większa od powierzchni przekroju samej antenny i wyraża sie wzorem:

A_E=Gλ²/4π (Wzór 4-9)

gdzie:

A_E – powierzchnia przechwytywania antenny w [m2]
G – zysk antenny (wyrazony jako stosunek a nie w dBi)
λ– długość fali w [m]

Można więc założyć że dla elektrycznie małej antenny bedzie to okręg o srednicy równej długości fali pomnożony przez zysk antenny. Zwróćmy uwage że nie ma we wzorze żadnych wymiarów antenny.
Teoretyczny zysk nieskonczenie małej antenny pętlowej w przestrzeni jest równy 1.76dBi (1.5 kiedy wyrażony jest jako stosunek). Dla porównania zysk pełnowymiarowej antenny typu dipole (tez w przestrzeni) jest równy 2.14dBi (1.64 gdy wyrażony jako stosunek), czyli tylko minimalnie wiecej.

W praktyce bliskość ziemi będzie oczywiście miala ogromny wpływ na rzeczywisty zysk obu antenn i może się on zwiększyć o dobre kilka dB.
Pamiętajmy też że teoretyczny zysk antenny nie ma nic wspólnego z jej sprawnością i zakłada ze cała moc doprowadzona do antenny wydzieli sie na jej rezystancji promieniowania. Praktyczny zysk (zmierzony) może być oczywiście mniejszy z uwagi na straty.
Jak z tego jednak wyraźnie wynika intuicja może nas tutaj bardzo zawieść i elektrycznie mała antenna... wcale nie jest taka mala.

Prosty przykład dla "niedowiarkow": długość fali stacji programu pierwszego polskiego radia jest ponad 1.3km a jednak uzyte w małych przenosnych odbiornikach magnetyczne antenny (z rdzeniem ferrytowym) są bardzo skuteczne, pomimo ze ich wymiary są typowo rzedu 0.01% długości fali!. Jest to coś nad czym zwykle się nie zastanawiamy, ale faktem jest ze mamy tutaj do czynienia z dość sprawnym odbiorem i jednocześnie elektrycznie bardzo małą antenną. Oczywiście w tym przypadku pret ferrytowy dość znacznie powiększa powierzchnie przechwytywania antenny. Nie zmienia to jednak faktu ze fizycznie jest to cały czas bardzo mala antenna.
Napięcie wielkiej częstotliwości na wyjściu elektrycznie małej antenny będzie oczywiście bardzo małe, nie zapominajmy jednak ze pojawi się to napięcie na jej bardzo małej rezystancji promieniowania. Bardzo łatwo jest wykazać matematycznie, ze niezaleznie od wymiarów antenny odebrana moc będzie zawsze taka sama ( wzór 5-10). Ile z tego osiągnie odbiornik to już zupełnie inna sprawa.

Dla zilustrowania problemów związanych z elektrycznie małymi antennami wyobraźmy sobie dwie podobne antenny pionowe z rury miedzianej o zewnetrznej średnicy 50mm zainstalowane nad dużą poziomą powierzchnią metalową (Ground Plane) każda i użyte na 14MHz. Antenna A ma długość (wysokość) 5.06m, czyli ćwierć długości fali (z uwzględnieniem współczynnika skrócenia), antenna B ma długość 0.5m (czyli jest elektrycznie bardzo krótka).
Obliczenia wykażą że rezystancje promieniowania tych antenn będą odpowiednio: 35.9W (antenna A) i 183mW (antenna B).
Wyobraźmy sobie teraz że chcemy obciążyć obie te rezystancje mocą np 100W (czyli wypromieniować 100W). Używając prawa Ohma łatwo jest wykazać że w przypadku rezystancji A wymagany prąd wyniesie 1.669A (przy napięciu 59.9V):

59,9V/1,669A = 35,9Ω 59,9V X 1,669A = 100W (Przyklad 4-1)

a w przypadku rezystancji B odpowiednio 23.4A (przy napieciu 4.28V).

4,28V/23,4A = 0,183Ω 4,28V X 23,4A = 100W (Przyklad 4-2)

Jak z tego wynika obie antenny mogą spokojnie wypromieniować moc 100W zakładąjąc odpowiedni stosunek napięcia do prądu w rezystancji promieniowania (kwestia dopasowania). W czym w takim razie jest problem?

Uziemiona na jednym końcu antenna A (ćwierćfalowa) jest w rezonansie (jej "lustrzane odbicie" w ground plane uzupełnia brakującą drugą ćwierć) więc obie reaktancje się zniosą (X = 0Ω) i co pozostaje to już tylko rezystancja promieniowania i rezystancja strat połączone w szereg, czyli impedancja Z = R_P + R_S. Rezystancja strat dla takiej antenny będzie ok. 30mΩ (na częstotliwości 14MHz) więc nie będzie miała znaczącego wpływu na wypadkową impedancje (i sprawność) antenny. Impedancja Z będzie więc praktycznie równa rezystancji promieniowania i prawie cała moc doprowadzona do antenny zostanie wypromieniowana.
Zupełnie inaczej wygląda to w przypadku antenny B (o dlugości 0.5m). Nie będzie ona oczywiście w rezonansie i będzie miała reaktancję X = -796Ω (negatywna, czyli pojemnościowa), rezystancję promieniowania R_P = 183mΩ i rezystancję strat R_S = 3mΩ. Na częstotliwości 14MHz wyglądać więc będzie jak szeregowo połączone R_P = 183mΩ, R_S = 3mΩ i kondensator C = 14.3pF. Obliczona impedancja tej antenny będzie Z = 796Ω.

Jak z tego wyraźnie widać rezystancja promieniowania takiej antenny stanowi znikomą część jej całkowitej impedancji (ok. 0.02%). Wprawdzie możliwe jest (teoretycznie) doprowadzenie do rezystancji promieniowania wymaganego dla mocy 100W prądu 23.4A, ale wymagało by to astronomicznych napięć i mocy!. Nie zapominajmy że wszystkie elementy obwodu są połączone szeregowo i taki sam prad (aczkolwiek przesunięty w fazie) musiałby przepływać przez reaktancje 796W!
Poradzić sobie można z tą ogromną reaktancją pojemnościową przez dodanie w szereg reaktancji indukcyjnej (dodatniej) o takiej samej wartości na 14MHz i w ten sposób doprowadzenie całości do rezonansu.

Wymagana do tego indukcyjność jest 9mH (wzor 4-3). Jeśli założymy jej dobroć Q = 400 co jest wartością bardzo wysoką jak dla cewki o tak dużej indukcyjności i dla częstotliwości tak wysokiej, to jej rezystancja strat wyniesie ok. 2Ω (oczywiście szeregowo z rezystancją promieniowania).
Jest to znacznie mniej niż reaktancja 796Ω którą ta cewka zastąpiła wiec sprawność calego procesu podniesie się do kilku procent, co jest ogromnym postępem, cały czas jednak będzie to sprawność bardzo niska. W praktyce jednak nawet i taka sprawność będzie trudna do osiagnięcia, jako że typowa cewka użyta w takim zastosowaniu będzie miała Q znacznie mniejsze niż 400 (i rezystancję strat większą niz 2Ω).
Innym zródłem ogromnych strat będzie ground plane. Do obliczeń tych założona została duża powierzchnia metalowa (bez strat). W praktyce jednak użyta ground plane jest daleko gorsza i jej rezystancja strat może nawet dojść do dziesiątek W (szczególnie jeśli ziemia staje się jej częścią). Tak jak wszystkie inne straty jest ona również w szereg z rezystancją promieniowania.

Sumując:
W miarę zmniejszania długości (czy wysokości) krótkiej antenny drutowej jej rezystancja promieniowania zmniejsza się proporcjonalnie do kwadratu długości (czyli dość gwałtownie), jednocześnie jej rezystancja strat zmniejsza się proporcjonalnie do zmiany długości (czyli znacznie wolniej). Powoduje to szybki wzrost stosunku rezystancji strat do rezystancji promieniowania (i bardzo szybki spadek sprawności) w miarę zmniejszania się długości antenny.

Sprawność antenny obliczyć można ze wzoru (w procentach):

η=100%R_P/(R_P+R_S) (Wzór 4-10)

kalkulator

Sprawność Antenny w %

albo (w decybelach):

η=10log(R_P/(R_P+R_S)) (Wzór 4-11)

kalkulator

Sprawność Antenny w dB

gdzie:

η – sprawność w [%] albo w [dB]
R_P – rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1).
R_S – suma rezystancji wszystkich strat w [Ω]

Każdą więc antenne odbiorczą można przedstawić jako źródło napięcia o wielkości zależnej od wielkości i konstrukcji antenny jak również poziomu sygnału połączone w szereg z jej rezystancją promieniowania, jak również (niestety) jej rezystancją strat i reaktancją (pojemnościową albo indukcyjną).
Dla elektrycznie krótkiej antenny drutowej wartość tego napięcia jest proporcjonalna do jej długości.
Oczywiście wszystkie te zmiany długości dramatycznie odbijają sie na wypadkowej impedancji Z antenny co w praktyce wymagałoby jakiegoś ukladu dopasowującego, ale w tych rozważaniach jest to drugorzędne i zostalo zignorowane.

Bardzo obrazowo można problem bardzo małej rezystancji promieniowania zilustrować na przykładzie transformatora sieciowego. Można na nim nawinąć uzwojenie wtórne o dużej ilości zwojów i otrzymać stosunkowo wysokie napięcie, ale można też nawinąć tylko kilka zwojów znacznie grubszym przewodem i otrzymać napięcie znacznie niższe co wcale nie oznacza mniejszej mocy jako że przy niższym napięciu można otrzymać znacznie większy prad (przy tej samej wielkości transformatora). Tyle że w przypadku elektrycznie małej antenny wygląda to tak jakby uzwojenie wtórne transformatora podłączone było z użyciem bardzo długich i cienkich przewodów (ilustrujących rezystancję strat i reaktancje) uniemożliwiąjacych pełne wykorzystanie dostępnego prądu i powodujących ogromne straty. W przypadku wyzszego napięcia i niedużego prądu (długa antenna) nie stanowi to problemu, jednakże w przypadku bardzo niskiego napięcia i bardzo dużego prądu (co ilustruje elektrycznie krótką antennę) spowoduje to ogromne straty. Trick polega na wyeliminowaniu albo przynajmniej skróceniu tych "przewodów".

Jednym z rozwiązań jest MPAM.

5 - Mała Pętlowa Antenna Magnetyczna - trochę teorii

MPAM jako antenna nadawcza

MPAM jest elektrycznie malą, strojoną do rezonansu antenną pętlową i jej obwód jest typowo mniejszy niż 20% (a bardzo często nawet 10%) długości fali. Czasem jako górną granicę przyjmuje się ½ długości fali ale jest to już zdecydowanie duża antenna i wystąpią w niej dość znaczne różnice fazy. Nie oznacza to oczywiście że antenna przestanie działać ale nie będzie ona już miała takich samych własciwości.
MPAM cechuje się bardzo malą rezystancją promieniowania (rezystancją "strat" na promieniowanie) i można ją obliczyć ze wzoru:

R_P=320π⁴n²A²/λ⁴ (Wzór 5-1)

kalkulator

Rezystancja Promieniowania MPAM

gdzie:

A – powierzchnia pętli w [m2]
λ– długość fali [m]
n – ilość zwojów pętli (n = 1 dla MPAM)

Przykładowo dla antenny o średnicy 1m i częstotliwości 14MHz będzie ta rezystancja równa ok. 91mΩ, czyli mniej niż w przypadku pionowej Antenny B (o dlugości 1m) z przykładu w części 4.

Na oko wygląda to jeszcze gorzej (mniej) niż w przypadku krótkiej antenny pionowej Ma jednak MPAM dwie cechy które (jak się okaże) dają jej ogromną przewagę nad krótką antenną pionową.

Przedstawia ona sobą obwód zamknięty więc absolutnie nie potrzebuje przeciwwagi (czyli Ground Plane). Rzeczywista typowa przeciwwaga (ziemia albo system przewodów nad, albo pod ziemią) kiedy użyta z krótką antenną pionową jest źródłem ogromnych strat.
Tak jak wszystkie elektrycznie krótkie antenny cechuje się ona istnieniem ogromnej reaktancji połączonej w szereg z bardzo małą rezystancją promieniowania. W przeciwieństwie jednak do antenny pionowej będzie ona wymagała szeregowego kondensatora aby ją zneutralizować (czyli doprowadzić do rezonansu) jako że jest to oczywiście reaktancja indukcyjna. Kondensatory cechują sie wielokrotnie mniejszymi stratami niż cewki, szczególnie kondensatory z izolacją powietrzną czy (lepiej) próżniową.

Rezystancja promieniowania R_P połączona jest w szereg z wszystkimi rezystancjami strat R_S praktycznej antenny i jej reaktancjami. Główne elementy rezystancji strat antenny to rezystancja pętli R_SP, kondensatora zmiennego i straty na bliskość ziemi i przedmiotow ferromagnetycznych.
Rezystancje strat pętli na roboczej częstotliwości z uwzględnieniem zjawiska naskórkowości obliczyć można ze wzoru:

R_SP=C/d+√(ρfμ₀/π) (Wzór 5-2)

kalkulator

Rezystancja Strat Pętli

gdzie:

R_SP – rezystancja strat pętli antennowej w [Ω]
C – Obwód pętli w [m]
d – średnica zewnętrzna przewodu w [m]
f – częstotliwość w [Hz]
μ₀ – absolutna przenikalność magnetyczna materiału w [H/m] ( Część 9 )
ρ – rezystywność materialu przewodu w [Ωm] ( Część 9 )

Zwróćmy uwage że jest to wzor 3-5.
Rzeczywista rezystancja strat w MPAM będzie oczywiście większa gdy uwzględni się wszystkie pozostałe straty. Rezystancja pozostałych strat jest niemożliwa do teoretycznego obliczenia. Ich wielkość można jedynie znaleść przez obliczenia oparte na pomiarach rzeczywistego pasma przenoszenia antenny.

Wszystkie te rezystancje traktowane są jako równomiernie rozłożone na obwodzie głównej pętli co upraszcza obliczenia. Podobnie też jest traktowany prąd w pętli. Praktyczne niedokładności są do pominięcia przy założeniu że faza sygnału jest jednakowa w całym obwodzie co jest w miarę dokładnym założeniem przy antennie elektrycznie małej.

Zdecydowanie najważniejszym parametrem decydującym o jakości MPAM jest jej sprawnośc. Jest ona zależna jedynie od stosunku rezystancji promieniowania do sumy całkowitej rezystancji strat i rezystancji promieniowania:

η=100%R_P/(R_P+R_S) (Wzór 5-3) , (Wzór 4-10)

gdzie:

η – sprawność w [%] albo w [dB]
R_P – rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1).
R_S – suma rezystancji wszystkich strat w [Ω]

Utrzymanie tego stosunku na możliwie wysokim poziomie staje się tym trudniejsze im mniejsza jest antenna w stosunku do długości fali.

Bardzo wysoki współczynnik Q spowoduje że w rezonansie napięcie na kondensatorze zmiennym przy nadawaniu będzie bardzo wysokie nawet przy umiarkowanych poziomach mocy. Jego wartość obliczyć mozna ze wzoru:

U_Q=√(PXQ) (Wzór 5-4)

gdzie:

η – sprawność w [%] albo w [dB]
R_P – rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1).
R_S – suma rezystancji wszystkich strat w [Ω]

Napięcie Skuteczne na Kondensatorze Zmiennym

Jest to wartość skuteczna napięcia a do projektowania kondensatora zmiennego uzyć należy jego wartości szczytowej, czyli:

U_Q_pk=√(2PXQ)

kalkulator

Napięcie Szczytowe na Kondensatorze Zmiennym

Z uwagi na bardzo wysoką wartość Q MPAM będzie równieź pracowała z dość znacznym prądem wielkiej częstotliwości nawet przy niedużych poziomach mocy. Jego wartość obliczyć można ze wzoru:

I_{Q=√(PQ/X) (Wzór 5-6)}

gdzie:

I_Q – prąd w pętli bedącej w rezonansie w [A]
P – moc doprowadzona do antenny w [W]
X – reaktancja w obwodzie (pojemnościowa albo indukcyjna - w rezonansie obie są równe) w [Ω]
Q – współczynnik dobroci

Promieniowanie przy nadawaniu.
Elektryczną składową pola dalekiego (far field) obliczyć można z zależności:

E_Φ=120π²nI₀Asinθ/√2rλ² (Wzór 5-7)

gdzie:

E_Φ – elektryczna składowa pola dalekiego w [V]
n – ilość zwojow pętli (n=1 dla MPAM)
Io – Prąd w pętli [A] (rowny IQ we wzorze 5-6 jesli antenna jest w rezonansie)
A – powierzchnia pętli w [m2]
θ – kąt pomiędzy płaszczyzną antenny a kierunkiem promieniowania
r – odleglość od antenny w [m]
λ– dlugość fali [m]

Jest to oczywiście wielkość pola dla antenny znajdującej się w przestrzeni. Obecność ziemi będzie zawsze miała na nią bardzo duży wpływ i jej rzeczywista wartość (w zależności od geometri i jakości ziemi) może się dość znacznie różnić.

MPAM jako antenna odbiorcza

MPAM użyta do odbioru w jej zastępczym schemacie będzie wyglądała jak źródło sygnału o wyjściowej rezystancji równej jej rezystancji promieniowania połączone w szereg z wszystkimi jej rezystancjami strat. Jej wypadkowa impedancja wyjściowa będzie oczywiście dokładnie taka sama jak jej impedancja przy nadawaniu.
Przy odbiorze napięcie w [V] zaindukowane w MPAM obciąźonej rezystancją równą jej rezystancji promieniowania (bez uwzględnienia strat) równa sie:

U=πμ₀nAHfcosθ (Wzór 5-8)

Zakładając źe odbierana moc P równa się:

P=U²/R_P (Wzór 5-9)

łatwo wykazać można że w kierunku maxymalnego zysku odbierana moc równa się:

P=45H²λ² (Wzór 5-10)

gdzie:

μ₀ – absolutna przenikalność magnetyczna materiału wewnątrz pętli (powietrza) w [H/m] ( Część 9 )
n – ilość zwojów pętli (n=1 dla MPAM)
A – powierzchnia pętli w [m2]
H – składowa magnetyczna pola w miejscu odbioru w [A/m]
θ – kąt pomiędzy płaszczyzną antenny a kierunkiem promieniowania
R_P – rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1)
λ – długość fali [m]

Oczywisty w tym wzorze jest brak wymiarów (powierzchni) antenny, co pochodzi z tąd że moc odbierana przez MPAM zupełnie nie zależy od jej wymiarów. Jednakże w miarę zmniejszania się jej wymiarów spada stosunek napięcia do prądu z oczywistymi tego konsekwencjami, czyli gwałtownym wzrostem strat na wszystkich rezystancjach. I jedynie straty w tej antennie powodują że nie jesteśmy w stanie wykorzystać całkowitej mocy przez MPAM odebranej. Zależność jest dokładnie taka sama jak w przykładowym transformatorze sieciowym opisanym na zakończeniu poprzedniej części.
Dość proste wyliczenie pokazać może że niezależnie od wielkości MPAM, moc przez nią odebrana w kierunku maxymalnego zysku jest mniejsza od mocy odebranej przez np półfalową antennę dipole przy takim samym poziomie promieniowania elektromagnetycznego o 0.4dB, czyli o różnicę ich theoretycznego zysku (oczywiście w przestrzeni). Ile z tego uda się wykorzystać zależy oczywiście (do znudzenia) od strat w antennie.

Powierzchnia przechwytywania MPAM wyraża się wzorem:

A_E=3λ²/8π (Wzór 5-11)

i jest też niezależna od rzeczywistych wymiarów antenny.

MPAM jako "antenna magnetyczna"

Co to oznacza w praktyce?
Każda antenna nadawcza otoczona jest bezpośrednio do niej przylegającym obszarem pola bliskiego (near field) gdzie istnieją bardzo silne i przesunięte w fazie w stosunku do siebie o 90° tzw. quasi-statyczne pola. To oczywiście powoduje że nie istnieje tam żadne promieniowanie mocy a jedynie oscylacyjne przesuwanie energii magazynowanej na zmianę, w polu elektrycznym i w polu magnetycznym.

Zjawisko to przeważa w promieniu l/(2 × p) (albo 0.16 długości fali) od antenny. Wartość każdego z tych pól jest odwrotnie proporcjonalna do trzeciej potęgi odległości od antenny (spadają więc one bardzo gwałtownie). Są te pola dokładnie takie same jak pola istniejące między elektrodami kondensatora (pole elektryczne) albo otaczające np elektromagnes (pole magnetyczne).
Jedno z tych pól zawsze dominuje nad drugim i jest to zależne od rodzaju antenny. W przypadku antenny typu dipole pole elektryczne dominuje na polem magnetycznym i odwrotnie jest w przypadku pętli magnetycznej.

Już jednak w odległości l/(2 × p), zaczyna dominować tzw pole dalekie (far field) ktorego obie składowe (magnetyczna H i elektryczna E) są w fazie i są wzajemnie zorientowane pod kątem prostym. Zgodność faz powoduje że zachodzi w nim przepływ mocy i jest to już promieniowanie elektromagnetyczne. Wartość każdego z tych pól jest odwrotnie proporcjonalna do odległości od antenny więc zmniejszają się one znacznie wolniej.

W przypadku dużych (w porównaniu do długości fali) antenn nadawczych ten proces się nieco komplikuje jako że obszar w odległości od antenny pomiędzy 0.16 l i mniej więcej ½ l charakteryzuje się istnieniem strefy przejściowej (tzw. Fressnel Zone) gdzie wartość pól zmniejsza się proporcionalnie do kwadratu odleglości. Dla punktów położonych w tym obszarze antenna nie wygląda jak daleki i bezwymiarowy punkt w przestrzeni i powoduje to że promieniowanie elektromagnetyczne przez nią produkowane dociera do tych punktów pod kątem i w fazie zależnej od tego która cześć antenny je wypromieniowała. Jest to raczej geometryczny koncept "zapożyczony" z optyki i troche wykracza poza przyjęte ramy tego artykułu.

Fala elektromagnetyczna niezależnie od typu antenny ktora ją wypromieniowala i w znacznej od niej odleglości (w dalekim polu) będzie się cechowala istnieniem dwóch składowych: elektrycznej E i magnetycznej H.
Nie mają one jednakowych wartości i ich stosunek jest zależny od fizycznych parametrów ośrodka w ktorym ta fala się przemieszcza. Liczbowo jest to pierwiastek kwadratowy stosunku jego absolutnej przenikalności magnetycznej do jego absolutnej stalej dielektrycznej. W przypadku próżni (i powietrza) stosunek E do H jest równy około 377 (często przedstawiany jako 120 × p). Te same zresztą parametry decydują o prędkości rozchodzenia się fali elektromagnetycznej w tym ośrodku.
W przypadku elektrycznie małej antenny typu dipole stosunek pola elektrycznego do pola magnetycznego w bezpośrednim jej sąsiedztwie będzie typowo kilkanascie razy wiekszy niż w dalekim polu (E/H rzedu 5000 w powietrzu) i dokładnie odwrotnie będzie w przypadku elektrycznie małej antenny pętlowej gdzie ten stosunek będzie typowo kilkanaście razy mniejszy (E/H rzędu 20 w powietrzu). Stosunek E/H wzrośnie w miarę zwiększania wymiarów pętli.

Oczywiste jest więc ze tzw "antenna magnetyczna" tak na dobrą sprawę jest po prostu znacznie bardziej magnetyczna w stosunku do antenn powiedzmy typu dipole, ale nie oznacza to że jest ona tylko calkowicie magnetyczna.
Aby taka antenna stała się antenną w prawie 100% magnetyczną jej konstrukcja musi zapewnić jak największe wyeliminowanie pola elektrycznego. Uzyskuje się to przez ekranowanie pętli jak równieź bardzo dokładne jej zbalansowanie, ale to już wykracza poza ramy tego artykulu.

Polaryzacja i charakterystyka promieniowania

Typowo MPAM są instalowane tak że płaszczyzna pętli jest pionowa. Przy takim instalowaniu antenny jej charakterystyka kierunkowa w płaszczyźnie poziomej ma kształt ósemki i jest bardzo podobna do charakterystyki poziomej antenny typu dipole, z maximum promieniowania leżącym w płaszczyźnie pętli.
Polaryzacja w płaszczyźnie horyzontalnej dla pionowej antenny jest pionowa i przekrzywia się stopniowo w miarę podnoszenia kąta elewacji aż staje się całkowicie pozioma dla promieniowania pionowo w górę.
Pionowo zainstalowana elektrycznie mała MPAM w płaszczyźnie horyzontu promieniuje polaryzację pionową i kiedy teoretycznie analizowana w przestrzeni (bez obecności ziemi) jej charakterystyka kierunkowa w płaszczyźnie poziomej wyglądać będzie jak nieco spłaszczona ósemka, bardzo podobna do charakterystyki antenny dipole (też w przestrzeni). Jej maximum będzie o ok. 0.4dB mniejsze niż maximum dla antenny dipole a minimum (prostopadle do płaszczyzny antenny) będzie bardzo ostre.
W teorii nie będzie MPAM w ogóle promieniowała w polaryzacji pionowej w kierunku prostopadłym do plaszczyzny petli. Pojawi się za to promieniowanie o polaryzacji poziomej. Minimum tego promieniowania (zysk rzędu minus kilkanascie dB) wypadnie właśnie w płaszczyźnie horyzontu wzrastając w miare wzrostu kąta elewacji aż do osiągniecia zysku 1.7dB pionowo w góre i w dół. Obecność pewnej ilości promieniowania o polaryzacji poziomej spowoduje ze sygnał w tym kierunku nigdy nie spadnie do zera. Typowo spadek może być rzędu kilkunastu do dwudziestu kilku dB i zależny w pewnym stopniu będzie od wysokości antenny i rodzaju ziemi.

Taki rozkład promieniowania w szerokim zakresie polaryzacji i kątow elewacji powoduje że nadaje się ta antenna tak do pracy lokalnej jak i DX.

Pionowo zainstalowana MPAM może być używana bardzo blisko ziemi ale pamietać należy że ziemia ma bardzo duży wpływ na jej charakterystyke promieniowania.
Przy bardzo małych wysokościach ziemia spowoduje pewne straty mocy. Bedą one oczywiście zależne od rodzaju ziemi i wysokości antenny. Generalnie już na wysokości rzędu 1 do 2 metrów możliwe jest zauważenie pewnego (minimalnego) wpływu ziemi na sprawność antenny. Największa jednak strata sprawności nastąpi na bardzo małych wysokościach rzędu np poniżej ½ metra w skrajnym przypadku do jedynie 30 - 40% kiedy antenna stoi bezpośrednio na ziemi.
Mowa tu jest oczywiście o rzeczywistej ziemi z jej ogromnymi stratami a nie bardzo dobrze przewodzącej metalowej Ground Plane.
Innym związanym z tym problemem jest oczywiście wzrost VSWR jako że w miarę zbliżania się do ziemi rośnie rezystancja strat R_S będąca bardzo dużym składnikiem całkowitej impedancji antenny. Wielkość tej zmiany jest zależna od wartości Q antenny i przykładowo dla przeciętnej antenny o średnicy 1m pracującej na 14MHz i bardzo dobrze dopasowanej (VSWR = 1 : 1) na dużej wysokości, VSWR może wzrosnąć do ok. 1.1 : 1 na wysokości 1m i moze dojść do 3 : 1 kiedy antenna stoi bezpośrednio na ziemi.
W przypadku kiedy antenna jest planowana do używania tylko na bardzo małych wysokościach wymagało by to odpowiedniego dobrania sprzężenia dopasowujacego impedancje feedera ( część 6).

Obecność ziemi ma z drugiej strony bardzo pozytywny wpływ na praktyczny zysk MPAM jak również kąt elewacji. Ten wpływ jest tym większy im lepsza jest przewodność (mniejsze straty) i/albo stała dielektryczna ziemi. Najlepsza oczywiście jest duża płaszczyzna metalowa (Ground Plane), morska woda nie jest dużo gorsza. Rzeczywista ziemia jest już jednak zawsze dużo gorsza i jest to też zależne od jej rodzaju. Najgorszy jest oczywiście piasek na pustyni ale typowa ziemia w miastach nie jest specjalnie dużo lepsza. Skalista ziemia w terenach górskich też jest nieciekawa.
Dużo lepsza jest ziemia ciężka, wilgotnia i gliniasta a i typowa ziemia spotykana w lasach też nie jest dużo gorsza. Zdecydowanie najlepsze sa podmokłe tereny nadmorskie z uwagi na pewną zawartość soli.
Woda w jeziorach ma podobną przewodność jak bardzo słaba ziemia ale jej bardzo duża stała dielektryczna ( Część 9 ) powoduje że jest ona wyraźnie lepsza.
Typowa zależność kąta elewacji i zysku pionowo zainstalowanej MPAM w zależności od wysokości nad idealnie przewodzącą ziemią w pionowej płaszczyźnie pokrywającej się z plaszczyzną antenny (azimuth 0^o albo 180^o) zobaczyć można na animowanym wykresie .

plot 5 1

Taką samą zależność od wysokości nad gliniastą ziemią o przewodności 0.005S/m i stałej dielektrycznej 13 zobaczyć można na następnym wykresie .

plot 5 2

Charakterystyka takiej samej anenny w przestrzeni (bez ziemi) widoczna jest na wykresie .

plot 5 3 Na wszystkich trzech wykresach zewnętrzny okręg 0dB oznacza zysk +10dBi i nie uwzględnione zostały straty antenny (sprawność 100%) jako że są one różne dla każdej indywidualnej antenny. W każdej praktycznej sytuacji rzeczywisty zysk antenny będzie zredukowany o wielkość jej strat. To jest zasadnicza różnica w stosunku do antenn pełnowymiarowych gdzie straty są na ogół do pominięcia
Oba wykresy pokazują zmiany do wysokości tylko 1l co pokrywa zakres wysokości instalowania takich antenn w zdecydowanej większości przypadków i gdzie zachodzą największe zmiany. Jedyną istotną zmianą w przypadku dalszego wzrostu wysokości antenny nad ziemią będzie pojawianie się coraz większej ilości "listkow" i stopniowe zwiększanie ich gęstości.

MPAM może być używana również w pozycji poziomej, jednakże dla łączności DX musi być ona zainstalowana odpowiednio wysoko na ziemią. W pozycji poziomej produkować ona bedzie głównie polaryzacje poziomą i zależność kąta promieniowania od wysokości zainstalowania będzie podobna jak dla innych antenn poziomych. Za to jej charakterystyka w płaszczyźnie poziomej będzie dookólna.
Polaryzacja pozioma nie współdziała z ziemia pod niskimi kątami elewacji jak polaryzacja pionowa więc dla uzyskania stosunkowo niskiego kąta elewacji antenna musi być zainstalowania raczej wysoko.
Na wysokości zainstalowania rzędu ½ l nad przeciętną, nieco gliniastą ziemią może ona osiągnąć zysk rzędu 5.5dBi pod kątem elewacji ok. 25^o i ponad 6.5dBi pod kątem elewacji ok. 15^o na wysokości równej długości fali. Na takiej wysokości pojawi się też dość spory "listek" z maximum pod kątem ok. 45^o o zysku rzedu 2.5dBi.

Stosunkowo nisko nad ziemią zainstalowana MPAM może się za to dobrze nadawać do łączności lokalnych, i tak nawet MPAM leżąca na ławce parkowej może mieć zysk nawet rzędu 7dBi pod kątem elewacji ok. 45^o nad typową nieco gliniastą ziemą o przewodności rzędu 0.005S/m i stałej dielektrycznej ok. 13.
Wszystkie te liczby nie uwzgledniają strat antenny które mogą być bardzo różne dla indywidualnych antenn i które oczywiście spowodują zmniejszenie rzeczywistego zysku.

6 - Sprzężenie z feederem - sposoby i obliczenia

Impedancja MPAM w rezonansie, będąca głównie sumą jej rezystancji promieniowania i rezystancji strat jest bardzo mała a musi ona przy tym być zasilana kablem o impedancji typowo 50Ω (czasem 75Ω). Wymaga to oczywiście zastosowania jakiejś formy transformacji impedancji. Dodatkowo, aby w pełni wykorzystać pewną zdolność MPAM do tłumienia pola elektrycznego powinna ta transformacja dopasować niesymetryczny feeder do symetrycznej pętli, i separować jednocześnie antennę od feedera
Istnieje na to kilka sposobów:

Sprzężenie indukcyjne wykorzystujące małą pętlę sprzęgającą
Ten rodzaj sprzeżenia potraktowany jest dość obszernie poniżej jako że jest on najczęściej używany i jest zdecydowanie najlepszy.
Szerokopasmowy transformator z toroidalnym rdzeniem ferrytowym
Jest on rownież dość obszernie potraktowany aczkolwiek jest on znacznie rzadziej spotykany.
Sprzężenie z użyciem transformatora Gamma.
Ten typ dopasowania tak powszechnie używany w antennach, szczególnie na pasma ultrakrotkofalowe jest też czasem spotykany w antennach pętlowych.
W tym zastosowaniu jego głównymi wadami są brak izolacji pomiędzy feederem a pętlą antenny i raczej kłopotliwa regulacja jeśli pokryć ma więcej niż jedno pasmo.
Zaprojektowanie takiego transformatora nie jest proste w zastosowaniu do MPAM i w praktyce najcześciej jego parametry dobiera się experymentalnie, tym bardziej że w miarę poprawne dopasowanie na tej samej częstotliwości uzyskać można często dla różnych jego konfiguracji (długości i średnicy przewodu jak i jego odległości od pętli). Proces ten jest jednak bardzo pracochłonny i nie daje gwarancji sukcesu, bardzo często kończąc się kompromisowym ustawieniem z dobrym dopasowaniem na jednym paśmie i w miarę zadawalającym dopasowaniem na innych pasmach.
Czasem można też spotkać jego wersję z kondensatorem zmiennym w szereg. Kondensator taki ma na celu doprowadzenie przewodu transformatora Gamma do rezonansu szeregowego a tym samym zneutralizowanie jego reaktancji indukcyjnej. W wielu przypadkach pomóc to może w dalszym obniżeniu VSWR. Wymagać jednak będzie osobnego strojenia w przypadku antenny wielopasmowej.
Nie jest ten sposób dopasowania szerzej potraktowany jako że nie wykazuje żadnych zalet w stosunku to innych rozwiązań.
Sprzężenie z użyciem transformatora Delta.
Rodzaj dopasowania czasem używany w antennach na fale krótkie. W sumie jest on podobny do transformatora Gamma z tą dużą różnicą że jest całkowicie symetryczny i jako taki najczęściej używany z symetrycznymi feederami jak np płaski kabel TV czy linia drabinkowa. Jedynym przykładem jego zastosowania do dopasowania MPAM jaki znam jest 14/21MHz antenna opisana przez Lloyd Butler VK5BR. Do zasilania tej antenny użyty jest właśnie płaski kabel TV.
Nie oferuje wprawdzie to rozwiązanie separacji pomiędzy pętlą antenny i feederem, ale dzięki dobremu zbalansowaniu może mieć nieco lepsze tłumienie dla pól elektrycznych.
Sprzężenie z użyciem dodatkowego kondensatora zmiennego.
Jest to rozwiązanie czasem stosowane do dopasowania filtrów elektrycznych do specyficznej impedancji obciążenia. W przypadku MPAM oplot feedera dołączony jest do środkowego punktu (rotora) podwójnego kondensatora zmiennego strojącego pętlę a przewód środkowy dołączony jest do jednego ze statorów za pośrednictwem dodatkowego kondensatora zmienngo.
Przykład takiego dopasowania był jakiś czas temu opisany przez OK1FOU na jego web site . Opis ten już nie istnieje choc jego archivalną wersję znaleść można w ogromnym archiwum internetowym przez skopiowanie addressu (URL) i nastepnie wpisaniu go w okienko "Take Me Back".
Sposób jest nieco oryginalny ale raczej nie praktyczny. Wymaga on dodatkowego nadawczego kondensatora zmiennego i oczywiście jego strojenia. Nie zapewnia też on zupełnie żadnej separacji pomiędzy glówną pętlą antenny i feederem.

A. Sprzężenie indukcyjne wykorzystujące małą pętlę sprzęgającą

Jest to najczęściej stosowany sposób a zaletą jego jest przede wszystkim możliwość pokrycia bardzo dużego zakresu częstotliwości (nawet ponad 2 : 1) bez znacznego pogorszenia VSWR (oczywiście w rezonansie) przy stałej średnicy pętli sprzęgającej, łatwość regulacji i separacja głównej pętli od feedera.
Feeder jest w tej metodzie podłączony do małej pętli umieszczonej wewnątrz głównej pętli antenny i sprzężonej indukcyjnie z główną pętlą. Obie pętle są w jednej płaszczyźnie. Dopasowanie do impedancji feedera uzyskane jest przez znalezienie takiej wartości wzajemnej reaktancji indukcyjnej obu pętli dla której spełniony jest warunek:

R_A=X²_M(RP+RS)/((RP+RS)²+X²) (Wzór 6-1)

gdzie:

R_A - impedancja feedera w [Ω] (dla uproszczenia założona jako rezystancja co jest wystarczająco dokładne w praktyce)
X_M - reaktancja wzajemnej indukcyjności obu pętli w [Ω]
R_P - rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1)
R_S - suma rezystancji wszystkich strat w [Ω] (suma R_P i R_S jest impedancją w rezonansie - wzor 4-4)
X - reaktancja antenny w [Ω] (w rezonansie X = 0)

Po jego przekształceniu i uwzględnieniu że w rezonansie X = 0 uzyskać można prosty wzór na wymaganą reaktancję wzajemnej indukcyjności obu pętli:

X_M=√(R_A(RP+RS)) (Wzór 6-2)

Obliczyć można następnie wymaganą wzajemną indukcyjność pętli na częstotliwości pracy:

M=X_M/2πf (Wzór 6-3)

gdzie:

M - wzajemna indukcyjność obu pętli w [mH]
f - częstotliwość w [MHz]

Wzajemną indukcyjność magnetycznie sprzężonych pętli obliczyć można ze wzoru:

M=μ₀πnn_Cr²r²_C/2(r²+l²)^1,5 (Wzór 6-4)

gdzie:

μ₀ - absolutna przenikalność magnetyczna materiału wewnątrz pętli (powietrza) w [H/m] ( Część 9 )
r_c - promień pętli sprzęgającej w [m]
r - promień głównej pętli w [m]
n - ilość zwojów głównej pętli (n=1 dla MPAM)
n_c - ilość zwojów pętli sprzęgającej (nc=1 dla MPAM)
l - odległość między płaszczyznami pętli w [m] (l=0 dla MPAM) (w przypadku MPAM ostatnie trzy zmienne mogą być wyeliminowane)

Jak ze wzoru widać indukcyjność wzajemna pętli zależna jest od ich średnic i wzajemnego położenia. Dla stałej średnicy głównej pętli można więc dobrać wielkość pętli sprzęgającej tak aby uzyskać wymaganą wzajemną indukcyjność obu pętli.
Po założeniu że antenna zawsze będzie pracować w powietrzu, wyeliminowaniu niepotrzebnych zmiennych, dodaniu współczynnika 10⁶ (aby umożliwić użycie μH jako jednostek indukcyjności) i odpowiednim przeksztalceniu wzoru 6-4 otrzymamy dość prosty wzór na obliczenie wielkości pętli sprzęgającej:

r_c=√(5Mr/π² ) (Wzór 6-5)

gdzie:

r_c - promień pętli sprzęgającej w [m]
M - wzajemna indukcyjność obu pętli w [mH]
r - promień głównej pętli w [m]

Ŀącząc wzory 6-2, 6-3 i 6-5 otrzymamy pojedynczy wzór pozwalający na obliczenie promienia pętli sprzęgającej bazując na znanych już parametrach głównej pętli antennowej:

r_c=√(2πr√(R_A(RP+RS))/πf)/π (Wzór 6-6)

Wszystkie zmienne są takie same jak w kilku poprzednich wzorach.
Obliczenia te zakładają że znana jest suma rezystancji wszystkich strat. Przy projektowaniu MPAM obliczyć jedynie można rezystancję głównej pętli dla częstotliwości pracy, rezystancje pozostałych strat nie są niestety znane.
W praktyce założyć można pewną w miarę realistyczną wartość rezystancji pozostałych strat (głównie zależną od użytego kondensatora zmiennego i sposobu jego podłączenia) i po zmontowaniu MPAM experymentalnie dobrać właściwą średnicę pętli sprzęgającej dla optymalnego dopasowania. Bardzo typowo zakłada się średnicę pętli sprzęgającej równą ok. 20% średnicy głównej pętli dla feedera o impedancji 50Ω.

Sprzężenie indukcyjne, jak zresztą każde inne sprzężenie charakteryzowane jest także współczynnikiem sprzężenia k, który obliczyć można ze wzoru (choć nie jest on nam tutaj potrzebny):

k=M/√(LL_C) (Wzór 6-7)

gdzie:

M - wzajemna indukcyjność obu pętli
L - indukcyjność głównej pętli
L_c - indukcyjność pętli sprzęgającej (wszystkie w tych samych jednostkach)

Teoretycznie największą możliwą wartością współczynnika sprzężenia k jest 1. Ale wartości bardzo bliskie 1 możliwe są do osiągnięcia tylko w transformatorach z bardzo ścisłym sprzężeniem pomiędzy uzwojeniami i przy użyciu rdzeni o dużej przenikalności magnetycznej. I tylko w takich przypadkach zastosowanie ma obliczanie dopasowania impedancji bazowane na przekładni zwojowej.
Praktyczną granicą w przypadku nawet bardzo ściśle sprzężonych cewek powietrznych jest ok. k = 0.6. W przypadku MPAM bardziej typowe wartości k są rzędu 0.05 i poniżej.
Współczynnik sprzężenia nie ma absolutnie nic wspólnego z ilością energii przekazaną pomiędzy sprzężonymi obwodami. Jest to jedynie dość wygodna forma scharakteryzowania wielkości sprzężenia i stanowiąca bazę do projektowania innych parametrów.

Pętla sprzęgająca może przybrać różne formy i są one schematycznie przedstawione na ilustracji:

pic 6 1 (Schemat 6-1)

W najprostszej wersji jest to zwykła pętla podłączona bezpośrednio do feedera A.
Dość często pętla sprzęgająca jest ekranowana aby zmniejszyć pojemnościowe sprzężenie z główną pętlą antenny. Ma to na celu zmniejszenie zakłóceń (szumów) przy odbiorze i przedstawione jest jako pętla B. Zwrócic należy uwagę że ekran jest przecięty w jej górnej części aby nie zwierał pętli sprzęgającej. Przecięcie ekranu dokładnie w połowie jego długości ma na celu poprawę jego symetrii. Często jest taka pętla zrobiona z odcinka tego samego kabla koncentrycznego z którego zrobiony jest feeder.
To zmniejszenie poziomu zakłóceń jest często zupełnie niezauważalne a do tego ekranowanie pętli sprzęgającej jest z pewnością bardzo niewygodne kiedy zachodzi potrzeba dobrania jej wielkości dla poprawienia dopasowania.
Bardzo często (Internet) spotkać można rozwiązanie C. Jest to nieco udziwniona pętla sprzęgająca której oryginalny autor był przekonany że poprawi ona poziom ekranowania. W rzeczywistości (co jest dobrze widoczne na ilustracji) tyłko lewa połowa pętli jest ekranowana. Przesunięcie punktu gdzie ekran jest rozcięty i dołączony do środkowego przewodu (szczyt pętli) do końca pętli czyli do miejsca gdzie łączy się ona z feederem (z prawej strony) wydaje się mieć więcej sensu.

Przykład praktycznego wykonania ekranowanej pętli sprzęgającej zobaczyć można na zdjęciu photo 6 1 .

Ekran jest w tym przypadku zrobiony z cieńszej rurki miedzianej i dobrze widoczny jest punkt gdzie jest ona przecięta a następnie uszczelniona tulejką plastykową i żywicą epoksydową.

Dość istotnym problemem w przypadku MPAM przeznaczonej do pokrycia bardzo szerokiego zakresu czestotliwosci są bardzo duże zmiany jej impedancji i wynikające z tego trudności z dopasowaniem.
Największym jej źródłem jest bardzo gwałtownie zmieniająca się resystancja promieniowania w funkcji częstotliwości (albo długości fali) (wzor 5-1) .
Ciekawym (choć nie prostym) sposobem rozwiązania tego problemu jest takie zaprojektowanie MPAM aby suma rezystancji promieniowania i strat przetransformowana do pętli sprzęgającej nie zmieniała się w znaczący sposób w bardzo dużym zakresie częstotliwości.
Wyjaśnić można to używając zastępczego schematu MPAM z pętlą sprzęgającą.

pic 6 2 (Schemat 6-2)

gdzie:

L_S - indukcyjność pętli sprzęgającej
L_P - indukcyjność głównej pętli antenny
M - indukcyjność wzajemna obu petli

Zakładając że indukcyjność głównej pętli antenny L_P jest w rezonansie ze zmiennym kondensatorem C a tym samym oba elementy są wyjęte ze schematu, zespolona impedancja widziana przez feeder przedstawiona może być jako suma impedancji urojonej i rzeczywistej pozostałych elementów:

Z_IN= ±j ω L_S+ M² ω²/ (RP+RS) (Wzór 6-8)

gdzie:

Z_IN - impedancja wejściowa widziana przez feeder w Ω
j - oznacza że jest to liczba urojona
w - częstotliwość w jednostkach kątowych (w=2pf)
L_S - indukcyjność pętli sprzęgającej
M - wzajemna indukcyjność obu pętli
R_P - rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1)
R_S - suma rezystancji wszystkich strat w [Ω], głównie rezystancja pętli (ze wzoru 5-2)

Pierwsza część wzoru reprezentuje reakcyjną część impedancji wejsciowej antenny (urojoną), a druga (R_IN) reprezentuje jej część rezystywna (rzeczywistą).
Ze wzorów 5-1 i 5-2 wiadomo jest że dwie główne składowe rezystywnej (rzeczywistej) części impedancji R_IN zmieniają się w funkcji częstotliwości w zupełnie inny sposób i właśnie to jest wykorzystane do zmniejszenia zależności impedancji od częstotliwości
Rezystancja strat w pętli antenny jest proporcjonalna do pierwiastka kwadratowego częstotliwości a rezystancja promieniowania jest proporcjonalna do czwartej potęgi częstotliwości. Po wyeliminowaniu części urojonej można więc przedstawić rzeczywistą część impedancji w nieco inny sposób:

R_IN= M² ω²/ (S_P ω⁴ + S_S √ω ) (Wzór 6-9)

gdzie:

R_IN - rezystywna (rzeczywista) część impedancji wejściowej widzianej przez feeder w Ω
S_P - stała zależna od geometrycznych wymiarów głównej pętli antenny (powierzchni petli)
S_S - stała zależna od fizycznych parametrów głównej pętli antenny (wymiarów, rezystywności materiału itp)

Jeśli indukcyjność pętli sprzęgającej utrzymana będzie na możliwie niskim poziomie wtedy urojona część impedancji będzie również mała i wypadkowa impedancja antenny będzie składała się głównie z części rzeczywistej (rezystywnej) R_IN.
Po bliższym przyjrzeniu się zależności można też łatwo zauważyć że przez manipulowanie współczynnikami S_P i S_S możliwe jest takie ukształtowanie zmian sumy R_P i R_S (w mianowniku) w funkcji częstotliwości że będzie ona w przybliżeniu proporcjonalana do kwadratu częstotliwości a tym samym skompensuje znajdującą się w liczniku kwadratową funkcję częstotliwości.
Po założeniu że urojona (reakcyjna) część impedancji (pierwsza część we wzorze 6-8) jest odpowiednio mała przyjąć można że impedancja wejściowa ma charakter głównie rezystywny i możliwe jest wtedy znalezienie takiej wartości wzajemnej indukcyjności obu pętli M ktora przetransformuje sumę rezystancji R_P i R_S do wymaganej wartości impedancji wejściowej Z_IN w znacznym stopniu niezależnie od częstotliwości.
Oczywiste jest że nie uda się całkowicie wyeliminować zależności od częstotliwości ale w praktyce możliwe jest utrzymanie stosunkowo niewielkich zmian R_IN w zakresie częstotliwości pokrywającym wiele pasm amatorskich.
Przykładem tak zaprojektowanej konstrukcji jest antenna MLA-115 przestawiona w czesci 9.
W jej przypadku rezultatem takiego podejścia do projektowania MPAM jest nieco spłaszczony kształt, a bardzo mocne spłaszczenie pętli sprzęgającej ma na celu zmniejszenie jej indukcyjności własnej przy utrzymaniu wzajemnej indukcyjności obu pętli na wymaganym dla dopasowania poziomie.

B. Szerokopasmowy transformator z toroidalnym rdzeniem ferrytowym

W rozwiazaniu tym użyty jest toroidalny rdzeń ferrytowy dokładnie takiego samego typu jak stosowane w transformatorach szerokopasmowych. Rura głównej pętli antenny przechodzi przez środek rdzenia i stanowi pojedynczy zwój uzwojenia wtórnego, a uzwojenie pierwotne nawinięte jest w tradycyjny sposób na obwodzie rdzenia.

photo 6 2

Zdjęcie przedstawia transformator szerokopasmowy experymentalnej jednopasmowej antenny o średnicy pętli 1m z rury o średnicy zewnętrznej 22m na pasmo 30m i mocy maxymalnej 500W.

pic 6 3 (Schemat 6-3)

Takie rozwiązanie jest praktyczne tylko w przypadku antenny jednopasmowej jako że zmieniająca się w zależności od pasma impedancja MPAM wymaga różnych przekładni zwojowych. Zaletą jest separacja głównej pętli od feedera.
Jako że współczynnik sprzężenia pomiędzy uzwojeniami takiego transformatora jest dość bliski 1, więc liczbę zwojów uzwojenia pierwotnego obliczyć można ze stosunku impedancji używajac prostego wzoru:

n_c=n √(R_A/ (RP+RS)) (Wzór 6-10)

kalkulator

Uzwojenie Pierwotne Transformatora Szerokopasmowego

gdzie:

n_c - ilość zwojów pętli sprzęgającej
n - ilość zwojów głównej pętli (n=1 dla MPAM)
R_A - impedancja feedera w [Ω] (dla uproszczenia założona jako rezystancja co jest wystarczająco dokładne w praktyce)
R_P - rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1)
R_S - suma rezystancji wszystkich strat w [Ω] (suma R_P i R_S jest impedancją w rezonansie - wzor 4-4)

Jest to generalnie bardzo prosty sposób sprzężenia, zwrócić jednak należy uwagę na kilka rzeczy:

Tak jak w przypadku pętli sprzęgającej dokładna wartość sumy rezystancji strat nie jest znana w trakcie projektowania antenny i wymagać to może założenia pewnej w miarę realistycznej wartości rezystancji strat (głównie kondensatora zmiennego) i następnie sprawdzenia, a może nawet drobnej korekcji ilości zwojów w przypadku kiedy nie udaje się uzyskać zadawalającego VSWR.

Użyty rdzeń ferrytowy powinien być zrobiony z materiału odpowiedniego dla częstotliwości pracy.
Najcześciej dwa bardzo popularne rodzaje ferrytu produkowane przez Amidon sa używane:

- 63 (albo nowszy 67) o początkowej przenikalności magnetycznej μ = 40
- 61 o początkowej przenikalności magnetycznej μ = 125

Istnieje oczywiście ogromna ilość innych materiałów ferrytowych które równie dobrze mógą być użyte do budowy transformatora szerokopasmowego.
Dodatkowo na częstotliwościach poniżej 10MHz (często nawet do 20MHz) użyć można ferrytowych rdzeni typowo produkowanych do tłumienia zaklócen i początkowej przenikalności magnetycznej rzędu μ = 850.

Ferryty produkowane do tlumienia zaklocen o poczatkowej przenikalnosci magnetycznej rzedu μ = 850
i typowo przydatne do transformatorow szerokopasmowych tylko ponizej 10 do 20MHz:

Palomar Engineers - 43
Fair Rite - 43
Steward - 28
Ferroxcube - 3D3
Neosid - F52
Siemens - N20
Epcos (byly Siemens) - M33 (μ = 750)
i sporo innych.

Przenikalność magnetyczna użytego ferrytu powinna być na tyle duża aby na najniższej częstotliwości pracy antenny indukcyjna reaktancja każdego z uzwojeń była przynajmniej 4 razy większa niż impedancja "widziana" przez to uzwojenie.

Indukcyjną reaktancję uzwojenia obliczyć można używając wzoru 3-1.
Rdzenie toroidalne są typowo oznaczane przez wartość A_L, która może być użyta do bardzo prostego obliczenia ilości zwojów dla danej indukcyjności. Może ona też być użyta do sprawdzenia przydatności posiadanego rdzenia do projektu antenny przy użyciu poniższego wzoru:

A_L≥2000 (RP+RS) / π f (Wzór 6-11)

kalkulator

Minimalna Wartosc A_L

gdzie:

R_P - rezystancja promieniowania w [Ω] (ze wzoru 5-1)
R_S - suma rezystancji wszystkich strat w [Ω] (suma R_P i R_S jest impedancją w rezonansie - wzor 4-4)
f - częstotliwość w [MHz]

W praktyce jednak prawie każdy rdzeń toroidalny wystarcząjaco duży aby mógł być użyty to budowy MPAM wykonanej z rurki będzie miał wymaganą minimalną wartość A_L tak długo jak zrobiony jest z materiału o przenikalności co najmniej μ = 40, w przeciwnym wypadku dobrze jest sprawdzić (wzor 6-8), szczególnie na dolnych pasmach.
Tak długo jak spełniony jest warunek minimalnej wartości A_L (wzor 6-8) znajomość rzeczywistej indukcyjności nie jest już potrzebna ale może być ona obliczona ze wzoru:

L=n² A_L/ 1000 (Wzór 6-12)

kalkulator

Zaleznosc Indukcyjnosci od A_L

gdzie:

L - indukcyjność w [mH]
n - ilość zwojów

Wewnętrzna średnica (z uzwojeniem) nie powinna być dużo większa niż średnica pętli jako że zwiększyć to może trochę indukcyjność rozproszenia transformatora a tym samym pogorszyć dopasowanie do antenny.
Jeśli konieczne jest zwiększenie wielkości rdzenia (np. z uwagi na poziom mocy albo wymaganej indukcyjności) wtedy lepiej jest po prostu użyć dwóch rdzeni złożonych razem.
Uważac należy aby nie przekroczyć maxymalnej dopuszczalnej mocy dla danego rdzenia. Przegrzanie rdzenia nadmierną mocą może doprowadzić do jego zniszczenia. W warunkach pracy amatorskiej jego maxymalna temperatura nie powinna przekroczyć 100^o C. Chwilowe dość znaczne przeciążanie rdzenia może prowadzić do jego nasycania i w konsekwencji sporych zniekształceń sygnału. Może to również trwale uszkodzić rdzen ferrytowy (materiały proszkowe są odporne) co przejawi się jego nagłym wzrostem przenikalności i indukcyjności uzwojeń.
Minimalną wymaganą wielkość powierzchni przekroju rdzenia ferrytowego obliczyć można z warunku maxymalnej indukcji magnetycznej w rdzeniu:

S=100√(P R_A)/ 4,44 B_max n f (Wzór 6-13)

kalkulator

Minimalna Powierzchnia Przekroju Rdzenia

gdzie:

S - powierzchnia przekroju rdzenia w [cm2]
P - moc wielkiej częstotliwości w [W]
R_A - impedancja feedera w [Ω] (dla uproszczenia założona jako rezystancja co jest wystarczająco dokładne w praktyce)

B_max - maxymalna dopuszczalna indukcja magnetyczna rdzenia w [Gauss]
n - ilość zwojów uzwojenia pierwotnego (sprzęgającego)
f - częstotliwość w [MHz]

a następnie znaleść rdzeń który ten warunek spełnia (wg danych katalogowych albo na podstawie pomiaru).

Użycie katalogowej wartości maxymalnej indukcji rdzenia oznaczanej jako B_m pozwoli na obliczenie minimalnej powierzchni przekroju rdzenia z warunku nasycenia. W praktyce jednak na częstotliwościach radiowych nagrzewanie rdzenia spowodowane stratami wystąpi przy znacznie niższych poziomach mocy. Z tego względu maxymalne wartości dopuszczalnej indukcji magnetycznej w rdzeniu ferrytowym muszą być ograniczone do:

B_max = 120 Gauss dla 1.8MHz
B_max = 83 Gauss dla 3.5MHz
B_max = 57 Gauss dla 7MHz
B_max = 50 Gauss dla 10MHz
B_max = 42 Gauss dla 14MHz
B_max = 36 Gauss dla 21MHz
B_max = 30 Gauss dla 28MHz

Toroidalne rdzenie ferrytowe nie wszędzie są łatwo dostępne i dlatego próby użycia przypadkowych rdzeni ferrytowych (z demontażu) są dość powszechne. Problemem jest jednak znalezienie z jakiego materiału są one zrobione.

Istnieją dwa podstawowe rodzaje ferrytów: manganowo-cynkowe i niklowo-cynkowe.
Ferryty manganowo-cynkowe mają bardzo duże przenikalności magnetyczne i nie nadają się do pracy na wielkich częstotliwościach.
Rdzenie wielkiej częstotliwości robione są tylko z ferrytow niklowo-cynkowych.
Rozrożnić je jest w sumie dość łatwo jako że bardzo się rożnią rezystywnością. Wystarczy dokonać pomiaru rezystancji omomierzem aby je rozróżnić. Typowo pomiar ferrytu niklowo-cynkowego pokaże nieskończoną rezystancję w przeciwieństwie do pomiaru ferrytu manganowo-cynkowego którego rezystancja będzie w zakresie kilkudziesieciu do kilkuset kW.
Oczywiście nie wszystkie ferryty niklowo-cynkowe nadają się jednakowo dobrze do budowy transformatora szerokopasmowego ale zdecydowana większość z nich może być użyta. Maxymalna częstotliwość może być ograniczona do np. 10 - 20MHz w przypadku użycia ferrytu z początkową przenikalnością magnetyczną blisko górnej granicy dla ferrytow niklowo-cynkowych (rzędu 1000).
Takie właśnie ferryty są bardzo często używane do tłumienia zakłoceń i mają przenikalność około μ = 850.

Również ferryty o bardzo małej przenikalności mają pewne ograniczenia. W miarę spadku wartości przenikalności magnetycznej spada również indukcyjność uzwojenia co może limitować dolną częstotliwość pracy transformatora w tym zastosowaniu. Rdzenie o bardzo małych wartościach prznikalności magnetycznej cechują się również zwiększoną indukcyjnością rozproszenia która działa tak jak dodatkowa cewka o takiej wlaśnie indukcyjności połączona w szereg z uzwojeniem pierwotnym transformatora i pogarsza dopasowanie.

W miarę dokładną wartość przenikalności magnetycznej posiadanego rdzenia toroidalnego znaleść można w dość prosty sposób i jedyne co jest potrzebne to przyrząd którym można zmierzyc indukcyjność i który dokonuje pomiaru na niewysokiej częstotliwości (typowo 1kHz).
Nawinąc należy równomiernie na całym obwodzie posiadanego toroidalnego rdzenia ferrytowego uzwojenie składające się z co najmniej 10 zwojów (im więcej tym dokładniejszy jest pomiar) i zmierzyc jego indukcyjność. Początkową przenikalność magnetyczną rdzenia można następnie obliczyć ze wzoru (autorstwa RV3YF):

μ=2500 L (D+d) / n h (D-d) (Wzór 6-14)

kalkulator

Poczatkowa przenikalnosc magnetyczna rdzenia toroidalnego

gdzie:

L - zmierzona indukcyjność uzwojenia w [mH]
D - zewnętrzna średnica rdzenia w [mm]
d - wewnętrzna średnica rdzenia w [mm]
n - ilość zwojów
h - wysokość rdzenia w [mm]

Prawie wszystkie rdzenie o przenikalności w granicach 20-200 powinny się nadać do budowy transformatora szerokopasmowego, niezależnie od tego czy są to rdzenie ferrytowe czy proszkowe. Zaletą rdzeni proszkowych jest to ze mogą pracowac przy wyższych poziomach indukcji magnetycznej niż rdzenie ferrytowe i, w przypadku znacznego przekroczenia dopuszczalnej mocy, w przeciwieństwie do rdzeni ferrytowych, nie istnieje ryzyko trwałej zmiany parametrów rdzenia. Ich wadą jest nieco większa indukcyjność rozproszenia.
Rdzenie proszkowe są z regóły lakierowane więc trudno jest zmierzyc ich rezystancję ale jest ona zawsze bardzo wysoka.

7 - Praktyczna konstrukcja MPAM

Po zapoznaniu się z najważniejszymi aspektami teoretycznymi wyraźnie widać dość spore ograniczenia jeśli chodzi o materiały i podzespoły jakie mogą być użyte do budowy takiej antenny. Każdy z elementów planowanych do użycia w jej budowie powinien być zanalizowany pod kątem jego rezystancji strat na częstotliwościach pracy antenny. Jednakowo ważne są metody jej montażu.

Pamietać należy że
kazdy kompromis zmniejsza sprawność antenny w stopniu tym większym im mniejsza jest jej wielkość w stosunku do długości fali.

Idealnie cała antenna powinna być wykonana z jednego kawalka metalu o możliwie najlepszej przewodności elektrycznej (srebra albo miedzi?) wlączając w to i kondensator zmienny. To jest oczywiście niemożliwe i pewne kompromisy sa zawsze nieuniknione.
Z drugiej jednak strony zanim wpadnie się w przesadę, albo zanim zrezygnuje się z budowy takiej antenny dobrze jest się przyjrzeć liczbom pokazujacym stratę sygnału w dB i w jednostkach "S" (mowa o wskazaniach dobrze kalibrowanego S-metra) jako funkcję stosunku rezystancji sumy wszystkich strat R_S do rezystancji promieniowania R_P antenny.

           R_S / R_P      strata w dB     strata w "S"
           1.0 ×            3dB             0.5
           3.0 ×            6dB             1.0
           6.9 ×            9dB             1.5
          14.9 ×           12dB             2.0
          30.6 ×           15dB             2.5
          62.1 ×           18dB             3.0

Wyraźnie z tego widać ze możliwe jest użycie (wprawdzie nieco limitowane) takiej antenny nawet kiedy straty sa wielokrotnie większe niż jej użyteczna rezystancja promieniowania i tłumaczy to dlaczego nawet stare kola rowerowe były z powodzeniem użyte do budowy takiej antenny.
Najważniejszym elementem jednak jest dość spora doza zdrowego rozsadku przy analizowaniu strat w antennie jako że nie ma np żadnego sensu (oczywiście z punktu widzenia strat i ekonomii) kombinacja stalowej rury z bardzo drogim próżniowym kondensatorem zmiennym albo bardzo gruba i kosztowna rura miedziana ze zwykłym pojedynczym odborczym kondensatorem zmiennym ze ślizgaczem (i ogromnymi stratami).

Pętla

Najlepszym w praktyce materiałem na pętlę jest rura miedziana aczkolwiek aluminium prawie równie dobrze może byc użyte jako że jego rezystywność jest tylko ok. 1.6 razy większa niż miedzi. Stal, a szczegolnie stal nierdzewna są już znacznie gorsze i ich rezystywność jest odpowiednio 11 i ponad 40 razy większa niz miedzi.

Ocynkowana rura stalowa jest lepsza niz sama stal jako że cynk ma rezystywność tylko nieco ponad 3 razy większą niz miedź i pamiętać też należy o zjawisku naskórkowości które spowoduje że tylko powierzchniowa warstwa cynku będzie przewodziła prąd wielkiej częstotliwości.
Srebrzenie rury miedzianej może wydawać sie dobrym sposobem na zmniejszenie strat ale skoro przewodność srebra jest tylko 5% lepsza niż miedzi więc minimalna poprawa może nie być warta wydatku. Znacznie ważniejsza jest gładkość powierzchni gdzie koncentruje się większość prądu wielkiej częstotliwości.

Dobrze jest również zabezpieczyć ją przed korozją która może dość znacznie zmniejszyć przewodność powierzchni po upływie czasu.
Grubość ścianek rury z punktu widzenia przewodności jest absolutnie nieistotna, jako ze nawet na 1.8MHz głębokość penetracji prądu będzie znikoma w porównaniu do grubości ścianek nawet najcieńszych rur. Mechaniczna stabilność jest tutaj najważniejsza.
Pewne znaczenie ma kształt pętli jako że sprawność antenny będzie tym niższa im wieksza jest długość rury (obwód) dla danej powierzchni pętli. Okrągła pętla będzie miała największą sprawność. Różnica sprawności pomiędzy pętlą okragłą i np kwadratową będzie minimalna jeżeli antenna nie jest bardzo mała.

Zewnętrzna średnica użytej rury ma za to bardzo duże znaczenie i to z dwóch powodów, jako ze im większa jest średnica użytej rury tym:

mniejsza jest jej rezystancja dla prądu wielkiej częstotliwości i mniejsze straty
mniejsza jest indukcyjnosc pętli dla danej jej średnicy.

plot 3 1

Pierwszy warunek jest oczywisty ale drugi może wymagać małego wyjaśnienia.
Im mniejsza jest indukcyjność pętli (i jej indukcyjnej reaktancji) dla stałej jej średnicy (a raczej powierzchni) tym mniejszy jest współczynnik Q (wzor x) i tym szersze jest pasmo antenny co ułatwia jej strojenie. Zmiana nie jest jednakże bardzo duża jako że w miarę wzrostu średnicy rury zmniejsza się jej rezystancja strat ktora znajduje się w mianowniku wzoru na wspołczynnik Q i w pewnym stopniu kompensuje zmiane reaktancji.

Rurki o przekroju okrągłym są najcześciej używane do budowy głównej pętli MPAM. Nie jest to jednakże reguła i spokojnie uzyć można materiałów o innym przekroju. Ciekawostką jest ze okrągły kształt nie jest wcale optymalny, a powodem jest jego indukcyjność. Najmniejszą indukcyjność własną będzie miała pętla zrobiona z płaskiej taśmy i spotkać można MPAM zrobione nawet z nietrawionego materialu na obwody drukowane.

Połączenia

Połączenia są z reguły nieuchronne i mogą one być odpowiedzialne za dość spore straty.
Najlepsze jest porządne lutowanie z użyciem spoiwa twardego z zawartością srebra w przypadku pętli z rurek miedzianych i spawanie w przypadku rurek aluminiowych.

Dość często używaną techniką w przypadku pętli ośmiokątnej albo kwadratowej jest użycie miedzianych photo 7 1 złączek hydraulicznych połączonych teleskopowo z rurami i wypełnianie złącza twardym lutem. Rezystancja złącza jest w takim przypadku bardzo mała jako że bardzo duża jest jego powierzchnia przekroju.
Połączenia śrubowe nie są na ogól zalecane ale jeśli są konieczne to w każdym punkcie użyć należy więcej mniejszych śrub niż np jedną dużą i tak zaprojektować połączenie aby łączone części miały jak najwiekszą powierzchnię kontaktu.
Każde złącze należy bardzo dokładnie zabezpieczyć przed korozją.

Bardzo często zachodzi konieczność użycia różnych metali do budowy takiej antenny jak np miedź (petla) i aluminium (plytki kondensatora zmiennego). Takie połączenie bardzo szybko skoroduje w obecności wilgoci i spowoduje bardzo duże straty albo w ogóle straci kontakt, a do tego może stać sie silnym źródłem harmonicznych z uwagi na jego nieliniowy charakter - coś jak generator harmonicznych na diodzie pojemnościowej albo lawinowej.
W szeregu elektrochemicznym metale te (miedź i aluminium) różnią się o 2V i jest to w praktyce jedna z najgorszych kombinacji jeśli chodzi o korozje o podłożu elektrochemicznym, szczególnie jeżeli złącze takie znajduje się na zewnątrz (wilgoć).
Jeśli użycie takiej kombinacji jest nieuniknione to musi być to złącze odpowiednio zabezpieczone. Użyć do tego można specjalnego smaru. Jest to smar na bazie silikonu z domieszką drobnych cząsteczek miedzi albo tlenku cynku. Przy mocnym ściśnięciu złącza cząstki te wbijają się w powierzchnie obu metali tworząc dobre połączenie (nawet sporo poniżej 1mW) i izolowane są przy tym od wilgoci i powietrza przez otacząjacy je smar.
Podobny problem wystąpi przy łączeniu aluminium z cynkiem (czy ocynkowana stalą).
W klimacie nadmorskim (sól!) generalnie nie jest zalecane łączenie metali różniących sie w szeregu elektrochemicznym o więcej niż 0.7V niezależnie od zabezpieczenia.Kondensator zmienny

Kondensator zmienny

Kondensator zmienny z rotorem połączonym za pomocą ślizgacza jest zupełnie nieodpowiedni do budowy MPAM jeżeli chcemy urzymać rozsadną jej sprawność. Rezystancja takiego kontaktu może być wielokrotnie wyższa niż rezystancja promieniowania z jednej strony, a z drugiej musi on wytrzymać bardzo duże prądy wielkiej częstotliwości (dziesiatki amp. dla 100W mocy) tak typowe dla tej antenny.
Generalnie najlepsze są kondensatory próżniowe. Ich zaletami są bardzo mała szeregowa rezystancja strat (typowo rzedu kilku mW), bardzo duża wytrzymałość prądowa i napięciowa, oraz dostępny duży zakres zmian pojemności.

Niestety nie są one najtańsze i cena takiego kondensatora może nawet zrównać się z ceną używanego transceivera. MPAM produkowane fabrycznie często używają takich kondensatorow. Przykładem jest antenna MLA-115. photo 9 1
Najczęściej jednak w konstrukcjach amatorskich używane są podwójne powietrzne kondensatory zmienne.
Użycie podwójnego (obie sekcje jednakowe) kondensatora zmiennego eliminuje konieczność stosowania ruchomego kontaktu rotora. Wykorzystane są wyprowadzenia obu sekcji statora a rotor nie jest nigdzie podłączony. W ten sposób obie sekcje połączone są w szereg obnizając wypadkowa pojemność do połowy każdej z sekcji i prawie dwukrotnie podnosząc wytrzymałość napieciowa.

Dwa typy zmiennych kondensatorow typu nadawczego są najczęściej używane: motylkowe (butterfly) i z rozdzielonym statorem (split-stator). Wadą kondensatora motylkowego jest to że całkowita zmiana pojemności zachodzi przy obrocie statora o tylko 90º w przeciwienstwie do 180º w przypadku kondensatora typu split-stator.
Przykład dobrego nadawczego kondensatora typu split-stator o napięciu pracy 8kV z przekładnią bezluzową zobaczyć można na photo 7 2 .
Zwykłe podwójne kondensatory zmienne typu odbiorczego nie są najlepszym wyborem (z uwagi na nieco wyższe straty) ale są też nieraz używane po nieznacznym obniżeniu wymagań. Odległości między płytkami muszą byc oczywiście odpowiednio powiększone.

Wytrzymałość napięciowa jest bardzo ważnym parametrem użytego kondensatora z uwagi na bardzo wysokie napięcia występujące w MPAM nawet przy mocach na poziomie QRP.
Nie jest możliwe proste obliczenie napięcia przebicia kondensatora bazując tylko na odstępie między płytkami jako że jest ono funkcją dość sporej ilości czynnikow.
Oprócz odległości między płytkami jest to również ciśnienie atmosferyczne, kształt krawędzi płytek i inne. Obecność ostrych krawędzi mocno zmniejszy napięcie przebicia więc powinny być one zaokrąglone.
Przy niezmienionych wszystkich pozostałych parametrach wartość napięcia przebicia nie jest też wcale liniową funkcja odstępu między płytkami i przy bardzo małych odstępach rzedu 0.06mm może ona przekroczyć 12kV/mm, spadając do zaledwie 2.8kV/mm przy odstępach rzędu 100mm.
Typowo dla kondensatorow powietrznych typu nadawczego oblicza się maxymalne szczytowe napięcie pracy zakładając 1.5kV/mm, w co wchodzi dość duży margines bezpieczeństwa.

Całkowicie możliwe jest samodzielne wykonanie takiego kondensatora w warunkach domowych. Przykłady takich rozwiązan znaleść można w linkach i jest wśród nich także bardzo ciekawe rozwiązanie koncentrycznego kondensatora zmiennego z rurek miedzianych.

Zdalne strojenie

MPAM wymagają ciągłego przestrajania użytego kondensatora zmiennego nawet przy bardzo małych zmianach częstotliwości. Jego ręczne przestrajanie nawet w warunkach terenowych jest bardzo niepraktyczne, jako że z uwagi na bardzo wysoką wartość współczynnika Q obecność operatora może mieć dość spory wplyw na strojenie, pomijając już fakt że ciągle przebywanie w bezpośrednim otoczeniu antenny nawet przy stosunkowo niedużych poziomach mocy może stanowic pewne zagrożenie dla zdrowia.
Bardzo typowo antenny takie strojone są zdalnie.
Mechanizm użyty do tego celu musi być zdolny do pracy w obu kierunkach obrotów jak i do stabilnego utrzymania bardzo niskiej prędkości obrotowej dla dokładności strojenia z równoczesną możliwością szybszego zgrubnego strojenia szczególnie w przypadku antenny pokrywajacej wiele pasm.
Duży zakres strojenia dla pokrycia kilku pasm, i jednocześnie bardzo wąskie pasmo (kilka kHz w wielu przypadkach) szczególnie w dolnym zakresie strojenia wymagać może bardzo małej minimalnej prędkości obrotowej na wyjściu przekładni nawet rzędu jednego obrotu na więcej niż minutę.
Użyta w nim przekładnia nie powinna mieć nadmiernych luzów.

Najbardziej typowe rozwiazania takich urządzeń . photo 7 3
to:

Silniczki pradu stałego z wielostopniową przekładnią redukcyjną.
Jest to najczęściej stosowane rozwiązanie. Można do tego celu użyć miniaturowych silniczków prądu stałego sprzęzonych z wielostopniową przekładnią redukcyjną typu stosowanego w zabawkach albo modelach. Idealne są też czasem osiągalne precyzyjne silniczki z przekładnią jak przedstawiony na zdjęciu .
Mogą się one jednak okazać bardzo kosztowne.
Niezależnie jednak od zastosowanego silniczka upewnić sie należy że przełożenie jest wystarczająco duże aby precyzyjnie dostrajać kondensator zmienny.
Do zdalnej kontroli takiego silniczka użyc można układów elektronicznych podobnych do stosowanych do modeli lokomotyw.
Silniczek taki może też być użyty jako element wykonawczy w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego z detektorem fazy jako czujnik odstrojenia. Układ taki automatycznie dostraja MPAM do rezonansu z chwila uruchomienia nadajnika i wykrycia przez detektor fazy przesunięcia fazowego pomiędzy napięciem i prądem. Typowo takie detektory fazy (do automatycznego strojenia tunerow antennowych) zbudowane mogą być z użyciem podwójnie zrównoważonego mieszacza diodowego albo układu scalonego w rodzaju CD74HC297 czy CD74HC7046. Wykracza to jednak poza przyjęte ramy artykułu.
Silniki krokowe.
Silniki krokowe są ostatnio bardzo rozpowszechnione (głównie przez ich użycie w napędach różnego rodzaju pamięci dyskowych w computerach).
Ich zaletą jest bardzo łatwe sterowanie przez bardzo proste układy elektroniczne jak i za pomoca computera czy microprocessora (do automatycznego strojenia) jak również pełna kontrola nad jego kątowym ustawieniem.
Dość poważną wadą może być minimalna wielkość pojedynczego "kroku" silniczka co też zależy od jego rzeczywistego typu. Najczęściej spotykane typy pokrywają 360^o w 200 krokach co oznacza skok wielkości 1.8^o. Dosc prosta zmiana sposobu sterowania może liczbe krokow podwoić. Istnieją również sposoby na dalsze zwiększenie ilości krokow, jak również można znaleść silniki krokowe o większej podstawowej liczbie krokow. Możliwe jest też użycie przekładni redukcyjnej
Trzeba jednakże pamiętać że w skrajnych przypadkach (np elektrycznie bardzo mała antenna wielopasmowa o bardzo małych stratach) jej całe pasmo przenoszenia w dolnym zakresie częstotliwości może być pokryte przez obrót rzędu zaledwie 0.1^o!.
Istnieje kilka rodzajów silników krokowych w zalezności od kombinacji uzwojen i wymagac to moze odpowiedniego zaprojektowania układów sterujących.
Dokładne na ten temat informacje znaleść mozna m.in. na web site Uniwersytetu Iowa.
Selsyny - znane tez pod nazwami Synchro, Autosyn i Aysynn (Australjska nazwa).
Są to urządzenia znane od okolo 80 lat i ostatnio powoli zapominane. Zestaw składa się z nadajnika TX i odbiornika RX (jest to umowne jako że sprzężenie działa w obie strony), oba wygladające jak małe silniki elektryczne .
Oś odbiornika bardzo dokładnie będzie odtwarzała kątowa pozycję osi nadajnika przez co taki zestaw świetnie się nadaje do zdalnego strojenia kondensatora zmiennego.
Wadą salsynów jest ich bardzo mały moment obrotowy na wyjściu odbiornika przez co nie mogą one wykonywać praktycznie żadnej pracy i typowo używane sa tylko jako wskazniki kątowego położenia. W użyciu do strojenia kondensatora zmiennego wada ta jest oczywiście zupełnie nieistotna. Dość poważną jednak wadą, szczególnie w zastosowaniu terenowym jest wymagane zasilanie prądem zmiennym o napięciach typowo 26, 90 albo 115V (czasem i wyzszym) choć zdarzają się też selsyny na inne napięcia. Bardzo często wymagają one częstotliwości 400Hz choć można też spotkać wersje wymagające 60Hz albo 50Hz. 400Hz pochodzi z ich bardzo powszechnego zastosowania w samolotach i okretach.
Pewną komplikacją może też być wymagane 5 przewodow do ich wzajemnego połączenia .
Dość trudne może być jednak użycie selsynow do układów automatycznego strojenia.
Doskonale się selsyny nadają do ręcznego zdalnego strojenia z uwagi na bardzo naturane sprzężenie z kondensatorem zmiennym. Pełna synchronizacja położenia obu stron daje również wizualną kontrolę rzeczywistej pozycji. Praktyczne strojenie przy użyciu selsynow działa jak spręzynujące mechaniczne sprzęzenie obu osi.
Troche uwag (autorstwa UA9XBI) o uzyciu selsynow zobaczyc mozna na web site CQHAM.RU (po rosyjsku). Znalesc tam rowniez mozna dane techniczne selsynow produkcji rosyjskiej.
Serwomechanizmy.
Serwomechanizmy są bardzo powszechnie stosowane w robotach przemysłowych i są dość łatwo dostępne tyle że na ogół bardzo drogie. Znacznie tańsze są swerwomechanizmy produkowane do użycia w zdalnie sterowanych modelach i zabawkach.
Bardzo popularny i niedrogi ($10 do 15) serwomechanizm S3003 firmy Futaba pokazany jest na zdjęciu .
Takie serwomechanizmy nadają się do zdalnego strojenia kondensatora zmiennego ale pamiętać należy o dwóch rzeczach.
Niektore tańsze modele mogą mieć dość znaczny kąt martwy w którym nie odpowiedzą na bardzo małą zmianę pozycji i to może wymagać sprawdzenia z danymi katalogowymi przed podjęciem decyzji o ich użyciu.
Wszystkie serwomechanizmy mają wbudowane układy elektroniczne które są kompletnie nieodporne na ogromne pola elektryczne i magnetyczne istniejące w bezpośrednim sąsiedztwie każdej antenny. Zdecydowanie wymaga to dość dokładnego zaekranowania serwomechanizmu (zupełnie wystarczy cienka folia miedziana) i zainstalowania filtrow przepustowych na wszystkich (typowo trzech) jego przewodach. Filtry takie muszą być zainstalowane w sposób uniemozliwiający dostawanie się silnych pól do wnętrza serwomechanizmu. Dodatkowo filtr zainstalowany na przewodzie kontrolnym musi być tak zaprojektowany aby nie blokował impulsowego sygnalu kontrolnego. Jest to dość proste jako że sygnał kontrolny jest ciągiem impulsów o częstotliwości typowo 50Hz i regulowanej szerokości pomiędzy 1.25 do 1.75ms (typowo), a więc używane częstotliwości są stosunkowo niskie.
W praktycznym zastosowaniu jako źródło takich impulsow użyć można układ scalony 555 (timer) w układzie generatora impulsów o stałej częstotliwości i szerokości impulsow regulowanej w zakresie 1.25 do 1.75ms.
Przykład takiego generatora znaleść można na web site Uniwersytetu w Guelph (Ontario).
Ciekawostką jest że można taki serwomechanizm przebudowac tak że działać będzie jako sinik z przekładnią o obrotach i ich kierunku regulowanych szerokością impulsów który równiez może być użyty do strojenia kondensatora zmiennego antenny. Opis takiej przeróbki znaleść można na Seattle Robotics Society web site.

8 - Przykład zaprojektowania MPAM

Założone parametry

Planujemy zbudowac wielopasmową MPAM wykorzystując posiadany powietrzny kondensator zmienny o parametrach:

Pojemność maxymalna, Cmax = 120pF
Pojemność minimalna, Cmin = 7pF
Maxymalne szczytowe napiecie pracy, Upk = 8kV

Zakładamy okrągłą pętlę antenny i jej średnica nie powinna przekroczyć 127cm (obwód 400cm) z uwagi na dostępność odpowiedniej rury o średnicy zewnętrznej 25mm.
Feeder jest sprzężony z główną pętlą za pośrednictwem pętli sprzęgającej.

Zakres częstotliwości

Stosunek maxymalnej do minimalnej pojemności kondensatora zmiennego wyznacza w praktyce zakres częstotliwości jaki może być pokryty. Dla stałej indukcyjności głównej pętli stosunek maxymalnej do minimalnej częstotliwości policzyć można ze wzoru:

f_max/f_min=√(C_max/C_min) (Wzór 8-1)

Posiadany kondensator zmienny może więc zapewnić pokrycie częstotliwości w stosunku 4.14 do 1 co pozwala na następujące kombinacje pasm krótkofalowych:

fmin = 1.8MHz fmax = 7.45MHz pokryte 3 pasma: 160m, 80m i 40m
fmin = 3.5MHz fmax = 14.5MHz pokryte 4 pasma: 80m, 40m, 30m i 20m
fmin = 7.0MHz fmax = 29.0MHz pokryte 6 pasm: 40m, 30m, 20m, 15m, 12m i 10m (cześciowo)
fmin = 10.1MHz fmax = 41.8MHz pokryte 5 pasm: 40m, 30m, 20m, 15m, 12m i 10m

Największa osiągalna indukcyjność głównej pętli (wzor 3-2) dla maxymalnego jej obwodu 400cm jest 3.209 mH, co w połączeniu z maxymalną pojemnością kondensatora zmiennego pozwala na osiągnięcie minimalnej częstotliwości 8.11MHz (wzor 4-3) a tym samym najniższe pasmo amatorskie jakie może być pokryte jest 30m.
Nierealne jest więc pokrycie pasm 160m, 80m i 40m, ale wygląda na to że da się pokryć wszystkie pozostałe 5 pasm.
Zakładając teraz minimalną i maxymalną częstotliwość antenny odpowiednio 10.1MHz i 29.7MHz (stosunek 2.94 : 1) widać wyraźnie że nie będziemy w stanie wykorzystać w pełni calego zakresu zmiany pojemności kondensatora zmiennego. Dla stosunku 4.14 : 1 maxymalnej zmiany częstotliwości daje to nam w sumie dwie skrajne możliwości:

f_min = 8.11MHz, fmax = 33.6MHz co pozwala nam na wykorzystanie największej możliwej długości rury (średnica pętli jest 127cm) i uzyskanie najlepszej możliwej sprawności.
f_min = 10.1MHz, fmax = 41.8MHz co pozwoli nam na zbudowanie najmniejszej możliwej do zbudowania antenny i pokrycie tych samych pasm ale przy nieco mniejszej sprawności.

Te dwie możliwości wyznaczają oczywiście granice i można też wybrać zakres częstotliwości leżący gdzieś po środku.
Do dalszych obliczeń założymy 9.5MHz jako minimalną i 39.3MHz jako maxymalną częstotliwość antenny.

Rozmiar głównej pętli

Wiemy już że najmniejsza użyteczna częstotliwość jest teraz 9.5MHz, a więc mamy bezpiecznie pokryte całe pasmo 30m. Dla tej częstotliwości pojemność kondensatora zmiennego będzie równa 120pF więc ze wzoru 4-3 obliczymy wymaganą indukcyjność głównej pętli jako 2.34 mH co zgodnie z przekształconym wzorem 3-2 wymaga pętli o średnicy 99cm (obwod 3.11m).
Na maxymalnej częstotliwości pracy antenny (29.7MHz) obwód pętli będzie równy 0.308l co oznacza że nie będzie ona już elektrycznie mała i z uwagi na nieuniknione przesunięcia fazy jej charakterystyka promieniowania się trochę zmieni ale w naszym przypadku nie ma to absolutnie żadnego znaczenia. Często przyjmuje się 0.5l jako górną granicę obwodu MPAM aczkolwiek już powyżej 0.1l zaczynają się pojawiać dość spore przesunięcia fazy, a w miarę zbliżania się do 0.5l zwiększa się możliwość osiągnięcia własnego rezonansu pętli.

Parametry antenny

Obliczymy teraz pozostałe (teoretyczne) parametry antenny dla środkowych częstotliwości pasm zakładając sumę rezystancji pozostałych strat (głównie kondensatora zmiennego) równą 25mW:

                                wzor      10.125MHz   14.175MHz   18.118MHz   21.224MHz  24.940MHz  28.837MHz
Rezystancja promieniowania      5-1        23.96mΩ     92.06mΩ     245.7mΩ    462.7mΩ    882.2mΩ    1.577Ω
Rezystancja strat pętli         5-2        31.84mΩ     37.68mΩ     42.60mΩ    46.10mW    49.98mΩ    53.74mΩ
Rezystancja pozostałych strat                25mΩ        25mΩ        25mΩ       25mΩ       25mΩ       25mΩ
Suma rezystancji                4-4        80.80mΩ      155mΩ       313mΩ      534mΩ      957mΩ     1.655Ω
Sprawność                       4-11       -5.3dB      -2.3dB       -1.1dB     -0.6dB     -0.4dB     -0.2dB
Q                               4-5         1841        1346         850        584        383        256
Szerokość pasma                 4-6        5.5kHz      10.5kHz      21.5kHz    36.3kHz    65.1kHz    113kHz
Średnica pętli sprzęgąjącej     6-5        178mm        177mm        187mm      197mm      210mm      224mm

Mamy więc już wszystkie parametry antenny obliczone i można już tą antennę zmontowac.

Pomiary i ocena gotowej antenny

Załóżmy więc że mamy już taką antennę gotową i czas jest teraz sprawdzić jakie ma ona parametry w praktyce.
Typowo przy podłączaniu antenny do odbiornika zauważa się natychmiastowy wzrost odbieranych szumów, podłączając MPAM możemy nie zauważyć żadnej różnicy. Ale już przy pierwszej próbie przestrajania kondensatora zmiennego zauważyć można że w pewnym jego położeniu otrzymamy bardzo gwałtowny wzrost szumów i będzie to na ogół w bardzo wąskim zakresie jego strojenia. Odczuje się to jak bardzo ostro strojący się preselector na wejściu odbiornika. Tak właśnie powinna stroić się każda MPAM.

Jedyny pomiar potrzebny do oceny jakości takiej antenny to jest jej pasmo przenoszenia dla 3dB spadku (przy odbiorze).
Niezbędny do tego będzie odbiornik z w miarę porządnym S-metrem i przestrajany generator sygnałowy pokrywający zakres częstotliwości pracy antenny. Krótki kawałek przewodu dołączony do jego wyjścia będzie sluzył jako antenna nadawcza i pozwoli na jego odbiór przy użyciu testowanej antenny.
Sam pomiar jest bardzo prosty: dostroić należy odbiornik, antennę i generator sygnałowy do częstotliwości pomiaru upewniając się (przez lekkie przestrajanie w obie strony) że uzyskuje się maxymalne wskazanie S-metra. Może się przy tym okazać konieczna zmiana poziomu sygnału generatora aby odbierany poziom leżał w zakresie wygodnego odczytu S-metra. Odstroić następnie należy generator sygnałowy w obie strony, korygując jednocześnie strojenie odbiornika tak aby utrzymać maxymalne wskazania S-metra nie zmieniając przy tym strojenia antenny. Zanotować następnie należy minimalną i maxymalną częstotliwość przy których wskazania S-metra spadną o ½ S (3 dB) w stosunku do wskazań na środkowej częstotliwości pomiaru.
Uważać przy tym należy aby nie zmieniać własnej pozycji w trakcie dokonywania pomiaru jako że może to wpłynąć na wielkość odbieranego sygnału.
Różnica obu częstotliwości jest szukaną szerokością pasma Df na częstotliwości pomiaru f.
Wartość współczynnika Q można teraz obliczyć z przekształconego wzoru 4-6:

Q=f/Δf (Wzór 8-2)

Z przekształconego wzoru 4-5 możemy teraz znaleźć sumę wszystkich rezystancji w antennie:

R_P+R_S=X/Q (Wzór 8-3)

gdzie:

X – reaktancja w obwodzie w [Ω] (pojemnościowa albo indukcyjna - w rezonansie obie są równe)

Indukcyjną reaktancję dla wszystkich potrzebnych częstotliwości policzymy ze wzoru 4-1 ktory tutaj przedstawiony jest z zastosowaniem wygodniejszych jednostek:

X_L=2 π L f (Wzór 8-4)

kalkulator

Reaktancja Indukcyjna

gdzie:

L – indukcyjność głównej pętli w [mH] (2.34 mH w naszym przypadku)
f – częstotliwość w [MHz]

A następnie po odjęciu teoretycznie policzonych rezystancji promieniowania i rezystancji strat pętli obliczyć sume pozostałych strat w antennie jak równiez wszystkie inne parametry antenny.
Maxymalną moc z punktu widzenia wytrzymalości napięciowej kondensatora zmiennego obliczymy używając odpowiednio przekształconego wzoru 5-4.

P=U²_PK/2XQ (Wzór 8-5)

kalkulator

Max. Moc w Zależności od Napięcia Kondensatora

gdzie:

Upk – maxymalne szczytowe napięcie pracy kondensatora zmiennego w [V] (8000V w naszym przypadku)
X – reaktancja w obwodzie w [Ω] (pojemnościowa albo indukcyjna - w rezonansie obie są równe)

Przykładowe wyniki przedstawione są poniżej:

                                wzor      10.125MHz   14.175MHz   18.118MHz   21.224MHz  24.940MHz  28.837MHz
Zmierzona szerokość pasma                  5.16kHz     10.7kHz      21.9kHz    37.2kHz    66.3kHz    114kHz
Q                               8-2         1962        1325         827        571        376        253
Indukcyjna reaktancja           8-4         148.9Ω      208.3Ω     266.2Ω     311.9Ω     366.5Ω     423.7Ω
Suma rezystancji                8-3        75.87mΩ     157.2mΩ     322.1mΩ    546.4mΩ    974.7mΩ    1.674Ω
Rezystancja promieniowania      5-1        23.96mΩ     92.06mΩ     245.7mΩ    462.7mΩ    882.2mΩ    1.577Ω
Rezystancja strat pętli         5-2        31.84mΩ     37.68mΩ     42.60mΩ    46.10mΩ    49.98mΩ    53.74mΩ
Rezystancja pozostałych strat              20.07mΩ     27.46mΩ     33.80mΩ    37.60mΩ    42.52mΩ    43.26mΩ
Sprawność                       4-11       -5.0dB      -2.3dB       -1.2dB     -0.7dB     -0.4dB     -0.3dB
Średnica pętli sprzęgającej     6-5        175mm        178mm        188mm      198mm      211mm      225mm
Maxymalna moc                   5-4         109W         116W         145W       180W       232W       300W

Jak widać zmiany nie są duże i to jest znakiem że antenna powinna działać zgodnie z obliczeniami.
Nadmierny wzrost szerokości pasma antenny oznaczał by istnienie dodatkowych strat.
Wyraźnie też widać że jeżeli założy się średnicę pętli sprzęgającej będącą średnią uzyskanych średnic na różnych pasmach to będzie ona dokładnie równa 20% średnicy głownej pętli (w tym przypadku) a różnice w stosunku do średnicy minimalnej i maxymalnej nie powinny spowodować nadmiernego wzrostu VSWR. Rzeczywistą jego wartość można oczywiście policzyć dla każdego pasma jako stosunek charakterystycznej impedancji zastosowanego feedera do impedancji R_A "widzianej" przez feeder (albo odwrotnie jeśli ta druga jest większa) używając odpowiednio przekształconych wzorów 6-2, 6-3 i 6-5 do jej policzenia.

Wytrzymałość napięciowa (8kV) kondensatora zmiennego jest zaledwie wystarczająca na paśmie 30m do pracy z typowym transceiverem o mocy wyjściowej 100W i w przypadku większej mocy najlepszym rozwiązaniem byłby zdecydowanie próżniowy kondensator zmienny.

Zaprojektowana przez nas antenna jest antenną wielopasmową więc biorąc pod uwagę bardzo duży zakres strojenia w stosunku do bardzo wąskiego pasma przenoszenia (szczegolnie na 30m) zastosowany kondensator zmienny wymagać będzie przekładni o bardzo dużym przełożeniu jako że np zakładając liniową zmianę pojemności w funkcji kąta obrotu potrzeba tylko 1/6 stopnia aby przestroić kondensator zmienny o całą szerokość pasma przepuszczania na pasmie 30m.

9 - Dodatkowe Informacje

Stale Fizyczne

Rezystywność materiałów - ρ

rezystancja przewodu o długości 1m i przekroju 1m²

Aluminium       - 2.65 x 10^-8 Ωm
Brąz            - 3.5 x 10^-8 Ωm
Cynk            - 5.68 x 10^-8 Ωm
Miedź           - 1.673 x 10^-8 Ωm
Mosiądz         - (6.1 to 11) x 10^-8 Ωm
Nikiel          - 8.707 x 10^-8 Ωm
Ołów            - 20.65 x 10^-8 Ωm
Platyna         - 10.62 x 10^-8 Ωm
Stal            - 18 x 10^-8 Ωm
Stal nierdzewna - 72 x 10^-8 Ωm
Srebro          - 1.59 x 10^-8 Ωm
Złoto           - 2.44 x 10^-8 Ωm
Żelazo          - 9.66 x 10^-8 Ωm

Przenikalność elektryczna materiałów - ε_o

Wzgledna przenikalność elektryczna w stosunku do próżni (powietrza) jest znana jako stała dielektryczna

Próżnia   - 8.854 x 10^-12 F/m 

woda        x80  (78.4 przy 25°C)
lód         x96.6

Przenikalność magnetyczna materiałów (magnetic permeability) - μ_o

Przenikalność magnetyczna materiału jest stosunkiem indukcji magnetycznej w tym materiale do intensywnosci pola magnetycznego ktore ją wytworzyło

Próżnia (powietrze) - 1.2566 x 10^-6 H/m (albo 4p x 10^-7 H/m)
Miedź               - 1.2152 x 10^-6 H/m
Aluminium           - 1.31947 x 10^-6 H/m

Szereg elektrochemiczny

     Katoda 
Złoto		        +1.692V
Złoto (Au³)	        +1.498V
Platyna		        +1.18V
Srebro		        +0.7996V
Miedz		        +0.342
Żelazo (Fe³)         	-0.037
Ołów		        -0.1262
Cyna		        -0.1375
Nikiel		        -0.257
Żelazo (Fe²)	        -0.447V
Chrom (Cr³)          	-0.744
Cynk    	        -0.7618V
Chrom  (Cr²)         	-0.913V
Aluminium          	-1.662V
     Anoda

Antena MLA-115

Bardzo ciekawym przykładem doskonałej MPAM produkowanej fabrycznie jest antena MLA-115.

Produkowana przez firme Antenna Research Associates, Inc w Beltsville (niedaleko Washington D.C. USA).
Jest to bardzo dobrze zaprojektowana i solidnie wykonana antenna pętlowa przeznaczona głównie dla zastosowań militarnych. Znaleść ją można na pokładach wielu okrętów wojennych i przykładem może byc canadyjski niszczyciel klasy Tribal HMCS Iroquois , gdzie antenna jest widoczna na mostku pomiędzy dwoma antennami radaru Signaal STIR do kierowania ("oświetlania" celu) ogniem artyleryjskim .

photo 9 2

Antenna MLA-115 pokrywa zakres częstotliwości 1.8 do 15MHz i może pracować z maxymalna moca 1kW. Praca z tak dużą mocą możliwa jest dzięki zastosowaniu w niej próżniowego kondensatora zmiennego CVDP-2300-15S ,który mieści się w zgrubionej górnej części pętli antenny.

Pasmo przenoszenia antenny dla -3dB spadku jest Df = 2.45kHz na 2MHz i Df = 100kHz na 15MHz co ma oczywiście znaczenie tylko przy odbiorze. Pasmo przenoszenia dla VSWR = 2 : 1 jest węższe: na 2MHz Df = 700Hz i na 15MHz Df = 63.2kHz. Zmiana szerokości pasma w funkcji częstotliwości wygląda prawie dokładnie liniowo na wykresie gdzie tak częstotliwość jak i szerokość pasma prezentowane są na skali logharytmicznej.
Nadawanie emisją SSB jest dla tej antenny możliwe tylko na częstotliwościach powyżej ok. 4.5MHz a emisją AM dopiero powyżej ok. 6.5MHz.
Jak więc wyraźnie z tego widać jest to problem z którym trzeba się liczyc przy budowie MPAM o małych wymiarach na dolne pasma krótkofalowe.
photo 9 3
Antenna MLA-115 wyposażona jest w urządzenie do automatycznego strojenia MDT (Miniloop Digital Tuner). Maxymalny czas dostrojenia pętli do rezonansu jest 20s przy odbiorze i 10s przy nadawaniu.
Istnieje wersja tej antenny o oznaczeniu MLA-1/E wyposażona w serwomechanizm który umożliwa jej ręczne zdalne strojenie. pic 9 1

Z uwagi na raczej niski zakres częstotiwości jest to dość sporej wielkości antenna co można zobaczyć na szkicu z jej wymiarami.

Antenna MLA-115 jest ciekawym przykładem manipulacji wielkości rezystancji promieniowania i strat w antennie. Nie jest ona zminimalizowana dla największej sprawności antenny ale zaprojektowana tak aby założony maxymalny VSWR = 1.5 : 1 w całym (ogromnym!) zakresie częstotliwości antenny nie był przekroczony. W praktyce jednak rzeczywisty VSWR jest znacznie lepszy.

Firma ARA produkuje również inną, nieco niezwykle wyglądającą automatycznie strojoną antennę magnetyczną MLA-324 (albo zdalnie strojoną MLA-2/D).

Jest to tylko "górna" połowa pętli zamocowana na poziomej Ground Plane o długości ok. 140cm. Jej główna pętla ma wysokość około 90cm i jej kondensator zmienny znajduje się na szczycie (jak w MLA-115). Pętla sprzęgająca (podobna do pętli sprzęgającej w MLA-115) umocowana jest na jednej z pionowych części głównej pętli. Antenna ta pokrywa pasmo częstotliwości 3 do 24.8MHz.

Przyklady ferrytow nadajace sie na transformator szerokopasmowy:

Amidon (USA) - 68 (μ = 20, Bm = 2000 Gauss), 63 i nowszy 67 (μ = 40, Bm = 3000 Gauss), 61 (μ = 125, Bm = 2350 Gauss), 64 (μ = 250, Bm = 2200 Gauss), 43 (μ = 850, Bm = 2750 Gauss)
Fair-Rite (USA) - 67 (μ = 40, Bm = 2300 Gauss), 61 (μ = 125, Bm = 2350 Gauss), 51 (μ = 350, Bm = 3200 Gauss)
Acme (Chiny) - H2 (μ= 50, Bm = 3300 Gauss), H3 (μ= 100, Bm = 2700 Gauss)
Indiana General - Q2 (μ = 40), Q1 (μ = 125) - firma dawno nie istnieje
Epcos (Siemens + Matsushita) - K1 (μ= 80, Bm = 3100 Gauss)
Ferronics (USA) - P (μ = 40, Bm = 2150 Gauss), K (μ = 125, Bm = 3200 Gauss)
Kings Core - K8B (μ = 55), A3 (μ = 100)
MMG (Canada) - F21 (μ = 40), F25 (μ = 50), F16 (μ = 125, Bm = 3400 Gauss) - stary, F01 (μ = 120) - nowy
Neosid (Niemcy) - F40 (μ = 25), F20 (μ = 40), F-82 (μ = 80, Bm = 3200 Gauss)
Kaschke KG (Niemcy) - K14 (μ = 14, Bm = 3600 Gauss), K40 (μ = 40, Bm = 3700 Gauss), K41 (μ = 45, Bm = 3700 Gauss), K80 (μ = 80, Bm = 3800 Gauss), K14 (μ = 14, Bm = 3600 Gauss), K120 (μ = 120, Bm = 3900 Gauss)
Stackpole (USA) - C/12 (μ = 40), C/11 (μ = 125) - firma kupiona w 1987 przez National Magnetics Group
National Magnetics Group (USA) - M5 (μ = 7.5, Bm = 1750 Gauss), M4 (μ = 12, Bm = 1800 Gauss), M3 (μ = 20, Bm = 2500 Gauss), M2 (μ = 40, Bm = 2300 Gauss), M (μ = 125, Bm = 2400 Gauss), CN20 (μ = 800, Bm = 3800 Gauss)
Ferroxcube - 4C4 i nowsze 4C6 i 4C65 (μ = 125), poprzednio Philips, teraz czesc Yageo
Ferrite Domen (Russia) - 7BH (μ = 7, Bm = 700 Gauss), 9BH (μ = 9, Bm = 1500 Gauss), 30BH (μ = 30, Bm = 2600 Gauss), 50BH (μ = 50, Bm = 3000 Gauss), 80BH (μ= 80, Bm = 3500 Gauss), 45BHP (μ = 45, Bm = 3700 Gauss), 100BHP (μ = 100, Bm = 4400 Gauss)
Ferropribor (Russia - 9BH (μ = 9, Bm = 1500 Gauss), 20BH (μ = 20, Bm = 2000 Gauss), 30BH (μ = 30, Bm = 2600 Gauss), 50BH (μ = 50, Bm = 3000 Gauss), 80BH (μ = 80, Bm = 3500 Gauss), 10BHP (μ = 10, Bm = 1400 Gauss), 60BHP (μ = 60, Bm = 3200 Gauss),
SDE (Taiwan) - N6H (μ= 25, Bm = 2900 Gauss), N5H (μ = 55, Bm = 3900), N3S (μ= 150, Bm = 4100Gauss), N4S (μ = 650, Bm = 3900 Gauss)
MMG (Canada) - F16 (μ = 125, Bm = 3400 Gauss) - stary, F01 (μ = 120, Bm = 2800 Gauss) - nowy,
Steward (USA) - 25 (μ= 125, Bm = 3600 Gauss)
Yuxiang (Chiny) - RF55 (μ = 55), RF100 (μ = 100)
Ferronics (USA) - P (μ = 40, Bm = 2150 Gauss), K (μ = 125, Bm = 3200 Gauss)
Ferroperm (Dania) - Px75 (μ = 7), Px60 (μ= 10), Px59 (μ = 16), Px58 (m = 40), Px56 (μ= 100),
Vogt (USA) - Fi150 (μ= 50, Bm = 3000 Gauss), Fi212 (μ = 100, Bm = 3100 Gauss)

Programy Komputerowe

R.J.Edwards G4FGQ jest autorem ogromnej ilości nie wymagających instalowania programów computerowych służących pomocą w projektowaniu w wielu dziedzinach elektroniki. Na jego web site znaleść też można kilka programów do projektowania MPAM:

RJELOOP1 - do projektowania jednozwojowych antenn o wielu regularnych kształtach
MAGLOOP4 - program podobny do RJELOOP1, z tym że umożliwia uwzględnienie różnych rodzajów ziemi i odległości od niej
RJELOOP2 - do projektowania jednozwojowych antenn o kształcie prostokatnym
RJELOOP3 - do projektowania wielozwojowych kwadratowych odbiorczych antenn na częstotliwości od bardzo niskich do fal krótkich

Wszystkie te programy (jak też wiele innych programów i innych użytecznych informacji) można też znaleść na web site Your Remote S-meter. Jest tam też zdalnie sterowany (przez Internet) odbiornik komunikacyjny R-5000. który można użyć do sprawdzenia jak właśnie zrobiona MPAM wychodzi w Salt Lake City (USA).

Innym miejscem gdzie można znaleść programy RJELOOP1, 2 i 3 jest web site WO5S. Jest tam też zresztą sporo innych ciekawych materiałów.

Arnie Coro utrzymujący kącik Dxers Unlimited w Radio Habana, Cuba opisuje budowę MPAM na 144MHz na swoim web site i jest tam też program RJELOOP1

Dość sporo technicznych programów computerowych znaleść można na DXZone.com web site włączając w to programy do projektowania MPAM: loopcalc.zip, mloop.zip i mloop31.zip.

Dwa ostatnie programy (autorstwa DK1NB), jak również program miniloop.zip (autorstwa WB4YZA) można też znaleść na web site NL3ASD. I, jak poprzednio, można tam też znaleść bardzo dużo innych technicznych programów computerowych.

W2BRI ma na swoim web site program loopcalc.exe (autorstwa KI6GD). Jest tam też program capcalc.exe (tego samego autora) do obliczania kondensatora.

loop.zip znaleść można na web site AA5TB. Jest tam też dość dużo materiałów na temat MPAM.

HB9ABX ma na swoim web site program LOOPABXE.EXE (wersja 2003). Sporo można też tam znaleść na temat MPAM.

Nie są to jedyne programy jakie można znaleść na Internecie ale repezentują one dość szeroki zakres. Sporo web sites oferujących inne programy po prostu poznikało (jak to często bywa z Internetem). Pojawiają się też cały czas inne więc nowe programy moga być też z czasem osiągalne.

Literatura Zródłowa

Radio Engineer's Handbook, wydanie pierwsze, Frederick Emmons Terman, McGraw-Hill 1943
Radiotron Designer's Handbook, wydanie czwarte, F. Langford-Smith, Radio Corporation of America 1952:
Electronic and Radio Engineering, wydanie czwarte, Frederick Emmons Terman, McGraw-Hill 1955
The ARRL Antenna Book, wydanie 17, ARRL 1994, ISBN: 0-87259-473-4
The ARRL Handbook for Radio Amateurs, wydanie 72, ARRL 1995, ISBN: 0-87259-172-7
The 1998 EMC Encyclopedia, wydanie drugie, Don White, ISBN: 0-944916-96-1
Loop Antennas, Dr. J. Patrick Donohoe, kurs ECE 4990/6990 Antennas, Universytet Stanowy Mississippi
Dokumenty firmy Microchip Technology (USA) na temat RFID.
Dokumenty firmy EM Microelectronic (Szwajcaria) na temat RFID.

Linki

W zdecydowanej większości prezentowane tutaj linki dotyczą magnetycznych antenn pętlowych przeznaczonych do nadawania a ich kolejność jest zupełnie przypadkowa.
Jak to jest typowe dla Internetu, niektóre linki nagle znikają bez śladu i nawet wiele z prezentowanych poniżej były martwe w momencie robienia listy. W wielu wypadkach nie jest to dużym problemem jako że istnieje ogrome archivum gdzie sporo z nich można znaleść. Wystarczy tylko wpisać address (URL).

W języku angielskim

- Dwie antenny EA5XQ
Na pasmo 7MHz o średnicy 2.33m z kabla RG-213 i na pasmo 14MHz o średnicy pętli 95cm z rurki miedzianej Ø 15mm, obie z pętlą sprzęgającą
- M0BCI 7 do 21MHz
Przykład antenny z transformatorem Gamma
- OK1FOU 10 & 14MHz
Główna pętla zrobiona z grubego przewodu głośnikowego. Nietypowe sprzężenie używające dzielnika pojemnościowego.
Opis był też opublikowany przez hamradio-online.
- Obliczenia HB9ABX
HB9ABX presentuje wzory do obliczania antenn magnetycznych
- Zdjęcia DL3SDW
Zdjęcia (tylko) antenny z samodzielnie wykonanym kondensatorem zmiennym
- 1.8MHz i 3.5MHz antenna G0CWT
Dość duża antenna pętlowa o obwodzie 19.5m z drutu wykorzystująca szerokopasmowy transformator ferrytowy do dopasowania
G0CWT również opisuje teorię jej działania
- David Reid PA3HBB/G0BZF
Bardzo praktyczne informacje na temat budowy pętlowych antenn magnetycznych
Można ten opis znaleść też na web site DXZone.
David Reid publikuje ten opis także na innym swoim web site - D.R.Computer Products.
- Polowa antenna G4FON na pasma 7 do 14MHz
G4FON opisuje swoją polową antennę z przewodu Ø 0.5mm ze sprzężeniem za pomocą ferrytowego transformatora szerokopasmowego
- Polowa antenna G4FON na pasma 7 do 14MHz
G4FON opisuje inną polową antennę z kabla RG-58 ze sprzężeniem za pomocą ferrytowego transformatora szerokopasmowego
- Antenna ON6MU na 144MHz
ON1DHT opisuje antennę o średnicy 153mm na pasmo 144MHz
Można ten opis znaleść też na DXZone web site. Ten web site jest "pułapką" (nie pozwala się cofnąć)i najlepiej jest go otworzyć w osobnym okienku.
- Antenna VK3YE na pasma 7-18MHz
Kwadratowa antenna 1m × 1m z rury Ø 12mm dopasowana za pomocą transformatora Gamma
- Antenna VK3YE na pasma 3.5-10MHz
Kwadratowa antenna 1.5m × 1.5m z rury miedzianej dopasowana za pomocą transformatora Gamma
Można ten opis znaleść też na DXZone web site.
- "Rockloop" na pasma 10-21MHz, autor W9SCH
Kwadratowa antenna 84cm × 84cm do pracy QRP dopasowana za pomocą ferrytowego transformatora szerokopasmowego
Strona dawno nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym, na web site DXZone i web site G3YCC.
- Miniaturowa antenna na pasma 10-21MHz, autor GM3MXN
Antenna o średnicy 29cm z miedzianej rurki Ø 12.5mm dopasowana za pomocą transformatora Gamma
Strona dawno nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym
Można ten opis znaleść też na DXZone web site jak również na web site G3YCC.
- Aluminiowa antenna na pasmo 14MHz
Jef Verborgt opisuje antennę o średnicy 78cm zrobianą z taśmy aluminiowej o szerokości 2.5cm. Antenna dopasowana jest w trochę nizwykły (dla MPAM) sposób wykorzystując sekcje LC
- Antenny G4KKI
Zdjęcia zainstalowanych na strychu osmiokątnych antenn, większej na pasma 3.5-7MHz i mniejszej na pasma 14-28MHz
- Antenna ON4CEQ
Minnesota QRP Society publikuje doskonały opis budowy MPAM autorstwa ON4CEQ. Uwzględniona jest również antenna odbiorcza jak i opis budowy dwóch rodzajow kondensatorów zmiennych do antenn nadawczych
Można ten opis znaleść też na DXZone web site.
- Duza antenna na pasmo 7MHz
Osmiokątna antenna W4KSY o obwodzie 12.2m z rury miedzianej Ø ¾ cala. Antenna dopasowana jest przy użyciu transformatora Gamma z kompensującym kondensatorem zmiennym
- Antenna PA3CQR na pasma 18-30MHz
Antenna o średnicy 75cm z rury miedzianej Ø 12mm dopasowana przy użyciu pętli sprzęgającej o średnicy 15cm z kabla RG-58
- Antenna GW0TQM
Ciekawy artykuł o teorii, praktycznej budowie i używaniu MPAM
- Antenna DJ3TZ
Zdjęcie o wysokiej rozdzielczości (1558 × 2275 pixeli - 701kB) przedstawiające antennę "MAG-1" DJ3TZ. Antenna dopasowana jest z użyciem transformatora Gamma z kondensatorem kompensującym i używa próżniowego kondensatora zmiennego.
- Miniaturowa antenna WE6W na pasmo 160m
Doskonały opis (tylko text) budowy sześciozwojowej prostokątnej antenny 122cm × 91cm z drutu 12AWG (średnicy Ø 2.05mm)
- KD7S dyskutuje straty w MPAM
Doskonały opis (tylko text) problemów związanych ze stratami w MPAM
- Miniaturowa antenna SM0VPO/G4VVJ na pasma 160m i 80m
Jest to oryginalny opis (koniec 2001) miniaturowej pięciozwojowej antenny na pasma 160m i 80m.
Strona dawno nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym. Był ten opis skopionwany w wielu innych miejscach na Internecie, jak np: Hardcore DX czy DXZone.
- Antenna 7N3WVM na 10 i 14MHz
Pętla o średnicy 90cm zrobiona z nietrawionego materiału na obwody drukowane o szerokości 7cm. Jest to oryginalny opis a jego kopię można znaleść w wielu innych miejscach na Internecie (szczególnie rosyjskich).
7N3WVM jest zawziętym konstruktorem projektów krótkofalarskich i bardzo dużą ilość opisow można znaleść na jego web site.
- Pokojowa antenna KR1ST
Antenna o średnicy 1m z rurki Ø 12.5mm na zakres 5-22MHz. KR1ST pracuje tylko QRP i zaliczył z tą antenną ponad 80 krajów i 5 kontynentów na SSB.
- ZS6GF
ZS6GF opisuje budowę MPAM.
Strona dawno nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym. Uwaga - tylko linki z 2002 (albo wczesniej).
- Antenna GM4XRF
Kwadratowa antenna 1.5m × 1.5m z rurki Ø 22mm na pasma 3.5-10MHz.
- Ukryta na strychu antenna N0HC
Antenna o średnicy 107cm z aluminiowej taśmy o szerokości 4cm na pasma 7-18MHz dopasowana za pomocą pętli sprzęgającej i ukryta na strychu.
Można ten opis znaleść też na DXZone web site.
- Wykład Dr. Natalii K. Nikolovej
Bardzo dobry wykład teoretyczny na temat MPAM. Dr. Natalia K. Nikolova (poprzednio Georgieva) jest professorem Universytetu McMaster w Hamilton (Canada)
Oryginalny dokument został niedawno zdjęty ale można go znaleść w Archiwum Internetowym.
Znaleść go też można na dobrym rosyjskim web site AntenTop poświęconym antennom.
- Wyklad Dr. J. Patrick Donohoe
Bardzo dobry wykład theoretyczny na temat elektrycznie małych antenn pętlowych. Dr. J. Patrick Donohoe jest professorem Universytetu Stanowego Mississippi (USA).
- Raport Inż. Marc Harper
Raport naukowy na temat rezystancji strat i promieniowania elektrycznie małych wielozwojowych antenn pętlowych. Inż. Marc Harper jest pracownikiem naukowym Universytetu Surrey (Anglia).
- Web site ARRL
Bardzo dużo informacji i artykułów na temat antenn magnetycznych znaleść można na web site ARRL. Niestety zdecydowana większość jest osiągalna tylko przez członków ARRL.
- Dwie antenny WD8PUO na pasma 14-21MHz
Osmiokątna antenna o rozmiarze 1.2 metra z rurki Ø 25mm i przenośna antenna o średnicy 91cm z kabla RG-213 (tylko oplot). Obie uzywają własnego wykonania tłokowy kondensator zmienny.
- Antenny G4HJW na dolne pasma
G4HJW pobieżnie opisuje (z ilustracjami) trzy nietypowe antenny na dolne pasma.
- Antenna G3BGR
G3PTO opisuje antennę G3BGR na pasma 7 to 14MHz. Pętla o średnicy 1m zrobiona jest z rurki miedzianej Ø 8mm. Dopasowanie za pomocą transformatora Gamma.
Strona już nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym.
- "AEA Loop"
Tylko jedno zdjęcie antenny bez opisu.
- Antenna W6OAV
Kilka zdjęc antenny W6OAV z 'puzonowym' kondensatorem zmiennym.
- Duza antenna G0VQH na 3.5MHz
Osmiokątna antenna o obwodzie 15m z rurki miedzianej Ø 28mm.
Strona nie istnieje już od kilku lat ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym.
- Antenna VE3GNS
Osmiokątna antenna o obwodzie 2.5m z rurki miedzianej Ø ½cala na pasma 14-28MHz. VE3GNS używa także ulokowanej w piwnicy wielozwojowej antenny (widocznej na zdjęciu) o średnicy 1.2m na pasmo 3.5MHz.
Strona już nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym.
- Duży artukuł AA5TB na temat antenn magnetycznych
Bardzo dużo informacji, zdjęć i linków na temat antenn magnetycznych znaleść można na AA5TB web site.
- Antenny LA6NCA
Dość szczegółowe zdjęcia antenn LA6NCA na pasma od 3.5MHz do 144MHz uwzględniające własnego wykonania kondensator zmienny.
- Antenny HB9MTN
Opisy i zdjęcia trzech antenn, dwuzwojowej na pasma 3.5-7MHz o średnicy 1.6m z kabla coax Cellflex i dwóch antenn na pasmo 50MHz (jedna z koła rowerowego...).
- Antenna I4LRH
Antenna o średnicy 90cm z rurki miedzianej Ø 22mm na pasma 14-30MHz
Strona jest wprawdzie w języku włoskim ale na samym dole znaleść można instrukcje budowy tej antenny w jezyku angielskim.
- Arnie Coro CO2KK
Arnie Coro (DXers Unlimited) z Radia Havana pisze na temat antenn magnetycznych (bez ilustracji).
- Opisy antenn W2BRI
W2BRI jest zawziętym konstruktorem antenn magnetycznych i bardzo ciekawie je opisuje w swoim artykule. Można tam znaleść opisy wielu antenn w tym dużej antenny na pasmo 3.5MHz, sporo zdjęć i programy computerowe.
- Antenna VE3GK
Bogato ilustrowany opis antenny z rurki miedzianej z próżniowym kondensatorem zmiennym. Gerry VE3GK kończy swój artykuł "More to come". Niestety był to jego ostatni projekt. Gerry zmarł w Maju tego roku a jego web site jest utrzymywany przez jego córkę z mężem. Był on bardzo znanym w Ottawie (jak i w calej Canadzie) konstruktorem antenn i sam miałem okazję zrobić lączności (nawet DX) na jego TS-50 zainstalowanym w samochodzie z niewielką antenną na dachu.
Wiele jego antenn można zobaczyć na VE3GK web site.
- Antenna VK5BR na pasma 14 i 21MHz
Kwadratowa antenna na pasma 14-21MHz o wymiarach 97cm × 97cm z rurki miedzianej Ø ¾ cala. Antenna używa (bardzo nietypowo) transformatora Delta do dopasowania i zasilana jest symetrycznym feederem 300W. Opis antenny poprzedzony jest małą dawką teorii.
- Antenna VK5BR na pasmo 144MHz
Antenna na pasmo 2m o średnicy 133mm z rurki miedzianej Ø 6.4mm zasilana z użyciem transformatora Gamma.
- PA3GMP antenna na balkonie
PA3GMP mieszka na 7 piętrze 13-piętrowego budynku. Nie uniemożliwia mu to jednak pracy na falach krótkich i na zdjęciu można zobaczyć jego antennę magnetyczną na balkonie.
- Antenna ON4CFC
Zdjęcia antenny magnetycznej ON4CFC z transformatorem Gamma na płaskim dachu. Ciekawe są również zdjęcia własnego wykonania kondensatorów zmiennych.
- "MEIGHT" Antenna
Opis ciekawej antenny magnetycznej w kształcie ósemki. Zaprojektowana jest ona przez PA0FRI na pasmo 144MHz. Nie jest to jednak elektrycznie mała antenna pętlowa.
- Antenna EW6BN "Hula Hoop"
Antenna na pasmo 14MHz zrobiona z aluminiowej Hula Hoop o średnicy 77cm. Artykuł jest częścią większego dokumentu w formacie pdf pochodzącego ze zbiorów poświęconego antennom rosyjskiego web site ANTENTOP. Znaleść tam można bardzo dużo opisów antenn w języku angielskim.
- Artykuł na temat pół-pętlowych antenn.
Artykuł w formacie w formacie pdf pochodzący z firmy Starec na temat pół-pętlowych antenn magnetycznych. Antenny takie często instalowane są na pojazdach wojskowych.
- Antenna K9ESE
Jeff Imel opisuje budowę swoich dwóch óśmiokatnych antenn. Pierwszej o średnicy 38 cali (96.5cm) na pasma 7-28MHz i drugiej o średnicy 64 cali (1.62m) na pasma 3.5-28MHz. Obie zrobione są z rury miedzianej o nominalnej średnicy ¾ cala (zewnętrzna średnica ok. 22mm).

W języku francuskim

- MPAM transformatorem Gamma
F1RFM przedstawia koncept MPAM z transformatorem Gamma
- I3CAT antenna na 144MHz
F5JTZ opisuje antennę pętlową I3CAT o średnicy 255mm z drutu Ø 3mm na pasmo 144MHz. Antenna używa transformatora Gamma do dopasowania
- Antenna F5QZ
Jedno zdjęcie ośmiokątnej antenny z rurek miedzianych i z próżniowym kondensatorem zmiennym.
Strona już nie istnieje ale można to zdjęcie znaleść w Archiwum Internetowym.
- Antenna VE2MTK
Jedno zdjęcie kwadratowej antenny na pasmo 14MHz na balkonie. Antenna używa transformatora Gamma do dopasowania.
- Antenna F5IXU
Ośmiokątna antenna o średnicy ok. 80cm z rurki miedzianej Ø 22mm na pasma 14-28MHz. Antenna używa transformatora Gamma do dopasowania.
Strona już nie istnieje ale można to zdjęcie znaleść w Archiwum Internetowym.
- Antenna F5DAN
Antenna o średnicy ok. 82cm z rurki miedzianej Ø 16mm na pasma 10-28MHz. Antenna używa transformatora Gamma do dopasowania. Autor przedstawia tylko rysunek antenny.
Strona już nie istnieje ale można ten rysunek znaleść w Archiwum Internetowym.
- Antenna AMA-3 F5RMX
Zdjęcia antenny na pasma 3.5-30MHz (!).
- Antenna F/ON6LK
Antenna na pasma 3.5-7MHz o obwodzie 5m z rurki miedzianej Ø 10mm. Szczegółowo pokazany jest własnego wykonania kondensator zmienny

W języku polskim

- Antenna na zakres 3.5-22MHz
Piotr Balcerzak opisuje swoją antennę na zakres 3.5-22MHz (z przełączaniem). Pętla o średnicy 64cm zrobiona jest z drutu Ø 2.2mm. Nie jest to antenna nadawcza (drut Ø 2.2mm i przelączanie!) i teoretycznie nie powinna się była znaleść na tej liście ale dla tej antenny zrobiłem wyjątek... .

W języku niemieckim

- Antenna na 27.12MHz (CB)
Hobby-Funk opisuje antennę na pasmo CB o średnicy głównej pętli 87cm z rury Cu 18mm z pętlą sprzęgającą.
- Dwie antenny HB9ABX
HB9ABX opisuje dwie antenny o średnicy 85cm: jednozwojową na zakres 14-30MHz i trzyzwojową na zakres 3.5-10MHz. Znaleść też można trochę informacji o zdalnym strojeniu za pośrednictwem feedera jak rówmież wzory i program do obliczania MPAM (LOOPABX.EXE).
- Obliczenia HB9ABX
HB9ABX presentuje wzory do obliczania antenn magnetycznych
- Antenna DJ9RB
Antenna wykonana z taśmy ze stopu aluminium o szerokości 80mm.
- Zdjęcia DL3SDW
Zdjęcia (tylko) antenny z samodzielnie wykonanym kondensatorem zmiennym
- Opis antenny pętlowej na 3.5 i 7MHz
Jörg Logemann prezentuje detaliczny opis (z teorią) antenny pętlowej
- Artykul DL3AYJ
Dość obszerny artykuł prezentujący praktyczne i teoretyczne aspekty MPAM, wlączając również opis budowy kondensatora zmiennego. Jest tam też kilka linkow w tym również do programów computerowych
- Antenna CB ze Szwajcarii
Hofi opisuje swoją antennę (ze zdjęciami) na pasmo CB o średnicy 70cm wykonaną z rurki miedzianej Ø 10mm. Antenna używa transformatora dopasowującego Gamma
- Antenna DH7BZ na pasma 3.5 i 7MHz
Dwuzwojowa antenna o średnicy 82cm z rurki miedzianej Ø 18mm dopasowana przy użyciu pętli sprzęgającej o średnicy 28.6cm z rurki mosiężnej Ø 2mm. Dość dużych rozmiarów kondensator zmienny jest zdalnie strojony przy użyciu silnika krokowego.
- Antenna na pasma 14-30MHz
Opis antenny o średnicy 80-85cm z rurki Ø 12-18mm.
- DF2DD o antennach magnetycznych
DF2DD dyskutuje na temat teoretycznych i praktycznych aspektow antenn magnetycznych na przykładzie antenn produkcji firmy Kaeferlein Electronics.
- DL9YFE
Sugestie na temat antenn magnetycznych.
- Antenna na pasmo 10-30MHz
Andre Neitzél opisuje antennę o średnicy 80cm z rurki Ø 16mm ilustrując to przy użyciu wielu zdjęć.
Strona już nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym
- Antenna DL6YYM
Antenna na pasma 14-28MHz o średnicy 80cm z rurki Ø 18mm z pętlą sprzęgajacą o średnicy 15cm.
- Dwie antenny DJ5GK
DJ5GK prezentuje dwie antenny. Obie antenny pokrywają pasma 14-28MHz i zrobione są z taśmy miedzianej. Pierwsza ma średnicę 85cm i używa powietrznego kondensatora zmiennego, druga o średnicy 84cm używa próżniowego kondensatora zmiennego.
- DARC
Kilka zdjęć antenn magnetycznych w terenie ("Polny Dzien").
- Szkoła Zawodowa przy Deutsche Telekom AG
Dobry artykuł opisujący teorię i zasady działania i budowy MPAM.
- Antenna DL6QA
Kwadratowa antenna na zakres 13.5-29.7MHz o wymiarach 87cm × 87cm z rurki miedzianej Ø 28mm. Opis zawiera dość dużo wiadomosci teoretycznych.
- Antenny DL4SZ
DL4SZ prezentuje kilka swoich antenn magnetycznych.
Strona już nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym
- Antenna DL7JV
Ośmiokątna antenna o obwodzie 9m (średnicy ok. 3m) z kabla RG-213 na pasma 1.8-7MHz. Antenna używa transformatora Gamma do dopasowania.

W języku hiszpanskim

- Antenna EA3AHJ
Artykuł (ze wzorami) na temat projektowania antenn magnetycznych.
- Opisy kilku antenn magnetycznych
Jest to web site hiszpanskiej firmy INAC. Znaleść można tutaj opisy kilku antenn magnetycznych jak również dwa artykuły teoretyczne. Wszystkie dokumenty są w formacie PDF.
Firma INAC takze produkuje antenny magnetyczne.
- Dwie antenny EA5XQ
Na pasmo 7MHz o średnicy 2.33m z kabla RG-213 i na pasmo 14MHz o średnicy pętli 95cm z rurki miedzianej Ø 15mm, obie z pętlą sprzęgającą
- LU 9DR i LU 6ETJ o antennach magnetycznych
Artykuł o teorii i projektowaniu antenn magnetycznych ilustrowany zdjęciami własnej antenny z własnego wykonania kondensatorem zmiennym.
- Antenna LU1DMA
Zdjęcia antenny na pasma 3.5-28MHz(!) o średnicy 90cm z kabla koncentrycznego Heliax Ø 25mm. Nie bardzo wygląda na to że byla ta antenna testowana. Przy tych parametrach pętli i ze zmiennym kondensatorem 100pF+100pF w szereg najnizsze osiągalne pasmo jest 18MHz. Również kondensator zmienny na zdjęciu (typu odbiorczego) nie poradzi sobie z tysiacami volt które LU1DMA wspomina.

W języku włoskim

- IZ5BBS 7 & 14MHz
Główna pętla o średnicy l/3 z rury Cu 18mm z pętlą sprzęgającą zrobioną z cabla RG-213 (50W coax cable z pojedynczym oplotem i średnicy zewnętrznej 10.4mm)
- I8SWZ 3.5MHz
Główna pętla o średnicy 200cm, i pętlą sprzęgającą o średnicy 40cmm zrobione z cabla RG-217/U (50W coax cable z podwójnym oplotem i średnicy zewnętrznej 13.8mm)
- Antenna IW3HZF na pasmo 50MHz
Antenna o średnicy 44cm z rurki miedzianej Ø 16mm i dopasowana przy pomocy transformatora Gamma
- Antenna IW3HZF na pasmo 144MHz
Antenna o średnicy 11cm z rurki miedzianej Ø 8mm i dopasowana przy pomocy transformatora Gamma
- Antenna IR3IP na dwa dolne pasma
Podwójna kwadratowa antenna 1.5m × 1.5m i 76cm × 76cm z kabla RG-59. Jest tylko antenną odbiorczą.
- Antenna IZ3BGJ
Antenna o średnicy 85cm z rurki miedzianej Ø 12mm na pasma 3.5-14MHz, a z kondensatorem zmiennym 1200pF nawet na 1.8MHz.
Strona już jakiś czas nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym
- Antenna I4LRH
Antenna o średnicy 90cm z rurki miedzianej Ø 22mm na pasma 14-30MHz
Na dole strony znaleść można instrukcje budowy tej antenny w języku angielskim.
- Hula Hoop Antenna IK2NBU
Opis antenny na pasma 14-28MHz wykorzystującej Hula Hoop o średnicy 75cm. Pętla sprzęgajaca o średnicy 15cm z kabla RG-213. IK2NBU używa jej tylko to pracy QRP.
- Antenna I5LHY
Zdjęcie antenny I5LHY o średnicy ok. 1m na pasma 14-28MHz. Ten web site jest "pulapką" i najlepiej jest go otworzyć w osobnym okienku.
- Terenowa antenna I5LHY
Terenowa antenna I5LHY z kabla i z własnego wykonania kondensatorem "puzonowym"

W języku portugalskim

- Antenny PY1AHD
Duży artykuł na temat teorii i budowy antenn magnetycznych. Sporo ilustracji
- Antenny PY1AHD
PY1AHD pozuje do zdjęć ze swoimi antennami magnetycznymi.

W języku rosyjskim

- RV1AU 14-30MHz
Główna pętla (42cm) z kabla coax o średnicy 18mm. Wykorzystuje pętlę sprzęgającą.
Opis ten można było do niedawna znaleść także na popularnym rosyjskim web site CQ Ham.
Zupełnie niedawno został on zdjęty ale można go znaleść w Archiwum Internetowym
- Antenna 7N3WVM na 10 i 14MHz
Pętla o średnicy 90cm zrobiona z nietrawionego materiału na obwody drukowane o szerokości 7cm.
Jej opis (po rosyjsku) można także znaleść na: CQ Ham, RadioFanat, Diagram, - Antenna DF9IV
Opis antenny magnetycznej o średnicy 40cm z rurki miedzianej Ø 12mm na pasma 10-30MHz. I ta sama antenna w innym miejscu.
- Miniaturowa antenna na 160m
Czterozwojowa antenna DJ5QY wykorzystująca oplot kabla RG-213.
- Antenna DJ3RW na pasma 1.8-14MHz
Niecodzienna dwuzwojowa antenna wykorzystująca... koła rowerowe.
- Antenny magnetyczne - artykuł RK3ZK
Doskonały artykuł RK3ZK o odbiorczych i nadawczych antennach magnetycznych opublikowany przez bardzo dobry krótkofalarski web site CQ Ham w Krasnodar.
- Nadawcze antenny magnetyczne - artykuł RK3ZK
Bardzo dobry i obszerny artykuł na temat wszystkich aspektów nadawczych antenn magnetycznych na web site CQ Ham.
- Antenna I1ARZ na trzy dolne pasma
UA9XJK opisuje kwadratową antennę na pasma 1.8-7MHz o wymiarach 2.5m × 2.5m z rurki miedzianej Ø 40mm. Antenna używa pętli sprzęgającej do dopasowania.

W języku holenderskim

- Antenna "Radio Pacman" na zakres 3.6-10.4MHz
Osmiokątna antenna o obwodzie 6m z rurki miedzianej Ø 12mm i dopasowana przy pomocy transformatora Gamma
Opis tej samej antenny można znaleść na web site pirackiej radiostacji CoolFM 107.4.
- Aluminiowe antenny na pasma 14-28MHz
VERON web site prezentuje zdjęcia aluminiowych antenn ze szczegółem instalacji kondensatora zmiennego
- Antenna PE1LXS na pasmo CB
Jedno zdjęcie antenny PE1LXS na pasmo CB
- Antenna PA3GEO
Notatki z dyskusji na temat antenn magnetycznych. Przedstawione jest jedno zdjęcie antenny.

W języku japońskim

- Antenna JK7TKE
Antenna o średnicy ok. 1m z rurki miedzianej Ø 13mm na pasma 7-28MHz. Antenna używa pętli sprzęgającej do dopasowania. Autor prezentuje również antennę na pasmo 50MHz o średnicy 85cm.
- FR Radio Leb
Prezentowane są tutaj komercjalne antenny magnetyczne, ale zobaczyć też tutaj można sporo zdjęć pokazujących szczegóły tych antenn.
- Antenna JE3EVI
Krok po kroku JE3EVI opisuje budowę antenny o średnicy ok. 70cm z rurki miedzianej Ø 18mm na pasma 10-28MHz. Antenna używa transformatora Gamma do dopasowania.
- Antenny JG2NAA/1
JN1NGC opisuje szereg antenn JG2NAA/1. Można tutaj znaleść ich parametry i zdjęcia.
- Antenna QRP JP1HIS/DH3NBK
Antenna ta powstala w Niemczech ale jako ze JP1HIS jest Japończykiem (mieszkającym w Niemczech) więc artykuł jest po japońsku. Antenna jest zrobiona z aluminowego koła rowerowego o średnicy 60cm
- Antenna stacji klubowej JJ1ZWF
JA1BFY opisuje budowę antenny o średnicy ok. 63cm z tasmy aluminiowej 20mm × 2mm na pasma 14-28MHz. Antenna używa pętli sprzęgającej o średnicy 100mm do dopasowania.

Archiwum Internetowe

Bardzo specyficzną cechą Internetu jest jego dynamika. Stale pojawiają się nowe web sites i niestety inne też stale znikają. Często oznacza to bardzo duzą stratę jakiegoś ciekawego materiału.
W takich jednak przypadkach często udaje się ten dokument odnaleść zachowany w ogromnym archiwum Internetu. Wystaczy tylko wpisać address linku do okienka "Take Me Back". W ten sposób można odzyskać wiele nie istniejących już oryginalnych materiałów pod warunkiem że zostały tam zmagazynowane. Często jednak nie zachowane są ilustracje.
Archiwum.

Inne linki

- linki XE1BEF do antenn pętlowych
Linki do różnych rodzajów antenn pętlowych, wlączając w to antenny odbiorcze VLF
- Ukrainski Związek Krótkofalowców
antennowe linki (wlączając w to antenny pętlowe) Ukrainskiego Związku Krótkofalowców
- linki F5QZ do antenn pętlowych
Linki do antenn pętlowych. Strona dawno nie istnieje ale można ten opis znaleść w Archiwum Internetowym
- linki DJ3TZ do antenn pętlowych
Linki wielu opisów MPAM, programów jak również do producentów komercjalnych antenn i kondensatorów zmiennych

Komercjalne antenny

- Antenny amerykanskiej firmy MFJ
Firma ta specjalizuje się w produkcji sprzętu krótkofalarskiego. Produkuje ona też kilka bardzo popularnych antenn magnetycznych: MFJ-1780 Box Fan (14-30MHz), MFJ1786 (10-30MHz) i MFJ1788 (7-21MHz). Instrukcje obslugi tych antenn MFJ-1780 i MFJ-1786/MFJ-1786 są dość interesującym źródłem informacji.
- Classic International
Holenderska firma sprzedająca sprzęt komunikacyjny, m.in. antenny magnetyczne MFJ.
- Kaeferlein Electronics - AMA (DK5CZ)
Niemiecka firma specjalizująca się w antennach magnetycznych.
- WiMo (DF2SS & DL1VKE)
Niemiecka firma produkująca m.in antenny magnetyczne. Ten web site jest "pulapką" i najlepiej jest go otworzyć w osobnym okienku.
- Gaga
Niemiecka firma specjalizująca się w sprzęcie komunikacyjnym oferuje antennę na zakres 13.5-30MHz o średnicy 83cm z taśmy ze stopu aluminium 60mm × 6mm.
- HB9CRU
HB9CRU oferuje kilka typow antenn magnetycznych.
- FR Radio Leb
Japońska firma sprzedająca sprzęt krótkofalarski. Oferuje ona kilka antenn magnetycznych.
- INAC
Hiszpanska firma oferująca sprzęt krótkofalarski a w tym także antennę magnetyczną.
- Antenny francuskiej firmy STAREC
Na samym dole strony sa linki do trzech typow takich antenn: 4640, 62480 i 42161.
- Antenny firmy Antenna Research (ARA)
Firma produkuje nadawcze antenny magnetyczne głównie do zastosowań militarnych jak również różnego rodzaju odbiorcze antenny magnetyczne
- Q-MAC Electronics
Australijska firma Q-MAC produkuje samochodową antennę pętlową ML-90 m.in. do zastosowań militarnych.
- Antenny francuskiej firmy Chelton
Chelton produkuje antenny głównie do zastosowań militarnych i kosmicznych. Na samym dole widoczne są na zdjęciach dwa typy antenn magnetycznych.

Tlumaczenie

Obcy jezyk może być dość poważną barierą w użyciu wielu z powyższych linków. W wielu jednak przypadkach można temu zaradzić przez użycie automatycznych tłumaczy których wiele można znaleść na Internecie. Nie są to czywiście tłumaczenia dokładne, ale na ogół wystarczające do zrozumienia artykułu.
Typowo przy ich użyciu przetłumaczyć można całą stronę (po wpisaniu addressu - URL), albo tylko fragment textu.
Kilka z nich można znaleść poniżej:

- InterTran
Tłumaczy między 28 językami (wlaczajac polski). Jest to bardzo popularny tłumacz i bardzo często zajęty.
- Online-Translator
Tlumaczy między językami: angielskim, rosyjskim, niemieckim, francuskim, włoskim i hiszpańskim.
- Google Translator
Tłumaczy między językami: angielskim, portugalskim, niemieckim, francuskim, włoskim i hiszpańskim.
- Applied language Solutions
Tłumaczy między językami: angielskim, portugalskim, niemieckim, francuskim, włoskim, hiszpańskim, japońskim, koreanskim, holenderskim i uproszczonym chińskim.
- AltaVista
Tlumaczy miedzy jezykami: angielskim, hiszpanskim, francuskim, wloskim, holenderskim, portugalskim, rosyjskim, norweskim i chińskim (tradycyjnym i uproszczonym).
- Poltran
Tłumaczy tylko między językami angielskim i polskim. Nie tłumaczy całych stron.
- SDL International Translator
Tłumaczy miedzy jezykami: angielskim, hiszpanskim, francuskim, włoskim, holenderskim, portugalskim, rosyjskim, norweskim i chińskim (tradycyjnym i uproszczonym).
- Translated.net
Tłumaczy tylko text między 14 językami (bez polskiego).
http://www.translation-guide.com/free_online_translators.php?from=Finnish&to=English

Lista linków uaktualniona: 17 Listopad 2004
Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX
Ottawa, Canada

Autor : Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX
Ottawa, Canada
20 Październik 2004

Kategoria: Technika

Reaktancja Indukcyjna

Indukcyjność pętli

Głębokość Penetracji

Rezystancja Wielkiej Częstotliwosci

Częstotliwość Rezonansowa

Współczynnik Q

Sprawność Antenny w %

Sprawność Antenny w dB

5 - Mała Pętlowa Antenna Magnetyczna - trochę teorii

Rezystancja Promieniowania MPAM

Rezystancja Strat Pętli

Napięcie Skuteczne na Kondensatorze Zmiennym

Napięcie Szczytowe na Kondensatorze Zmiennym

Polaryzacja i charakterystyka promieniowania

6 - Sprzężenie z feederem - sposoby i obliczenia

A. Sprzężenie indukcyjne wykorzystujące małą pętlę sprzęgającą

B. Szerokopasmowy transformator z toroidalnym rdzeniem ferrytowym

Uzwojenie Pierwotne Transformatora Szerokopasmowego

Minimalna Wartosc AL

Zaleznosc Indukcyjnosci od AL

Minimalna Powierzchnia Przekroju Rdzenia

Poczatkowa przenikalnosc magnetyczna rdzenia toroidalnego

Zdalne strojenie

8 - Przykład zaprojektowania MPAM

Reaktancja Indukcyjna

Max. Moc w Zależności od Napięcia Kondensatora

Przenikalność elektryczna materiałów - εo

Przenikalność magnetyczna materiałów (magnetic permeability) - μo

Szereg elektrochemiczny

Antena MLA-115

Bardzo ciekawym przykładem doskonałej MPAM produkowanej fabrycznie jest antena MLA-115.

Programy Komputerowe

Literatura Zródłowa

W języku angielskim

W języku francuskim

W języku polskim

W języku niemieckim

W języku hiszpanskim

W języku włoskim

W języku portugalskim

W języku rosyjskim

W języku holenderskim

W języku japońskim

Archiwum Internetowe

Inne linki

Komercjalne antenny

Tlumaczenie

Informacje o plikach cookie

Minimalna Wartosc A_L

Zaleznosc Indukcyjnosci od A_L

Przenikalność elektryczna materiałów - ε_o

Przenikalność magnetyczna materiałów (magnetic permeability) - μ_o