Tunery Antenowe ze sprzężeniem indukcyjnym L. B. Cebik, W4RNL (Tlumaczenie: Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX)
Ilość informacji na temat tunerów antenowych ze sprzężeniem indukcyjnym we współczesnych publikacjach krótkofalarskich w języku angielskim spadła w takim samym stopniu jak zwiększyła się ilość informacji na temat niesymetrycznych tunerów antenowych.
Jesteśmy prawdopodobnie w trakcie przekraczania progu poza którym osiągalne informacje będą nie wystarczające do dobrego zrozumienia obwodów sprzężonych indukcyjnie.
W odpowiedzi na wiele pytań zdecydowałem się na poskładanie materiałów pochodzących z różnych starych źródeł (od 1940 do 1970) w kompletny zbiór informacji na temat indukcyjnie sprzężonych tunerów antenowych.
Z pewnością można do tego zbioru jeszcze sporo dodać ryzykując jednocześnie pogorszeniem jego zrozumiałości.
Jak w każdej publikacji edukacyjnej trzeba ustawić kompromisową granicę, gdzie wystarczająco dużo jest powiedziane aby pomóc w zrozumieniu tematu, bez pogarszania zrozumienia przez niedopowiedzenia.
Część I: Sprzężenie Indukcyjne L. B. Cebik, W4RNL (Tłumaczenie: Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX)
Część I: Sprzężenie Indukcyjne Część II: Wejście Tunera Część III: Wyjście Tunera Część IV: Szeregowe Obwody i Reaktancja Część V: Podzespoły, Konstrukcja i Pomiary
Link. Sprzężone albo indukcyjnie sprzężone Tunery Antenowe zniknęły praktycznie z rynku amatorskiego prawie ćwierć wieku temu.
Ich miejsce zajęły obwody dopasowujące, najczęściej obwody "T" typu C-L-C i ich pochodne: Uniwersalny Transmatch McCoy i SPC spopularyzowany przez Doug DeMaw. Aczkolwiek obwody te działają świetnie z kablem niesymetrycznym (koncentrycznym), to jednak wymagają one dodatkowych środków, aby mogły być użyte z liniami zbalansowanymi.
Rezultatem jest rosnące zainteresowanie link - sprzężonymi tunerami szczególnie wśród użytkowników anten drutowych.
Jednakże w miarę wzrostu zainteresowania, zmniejsza się dostępność link - sprzężonych tunerów. Na domiar złego podzespoły do takich tunerów są coraz rzadziej spotykane. Ze spadkiem dostępności podzespołów idzie w parze brak informacji na temat ich używania i zasady działania.
Ta seria artykułów ma na celu przynajmniej częściową poprawę, jeśli chodzi o informacje. Rozwiązanie problemu braku części i kompletnych tunerów to jest zupełnie inna sprawa.
Potrzeba
Choć wielu krótkofalowców ma swoje sposoby na używanie nie zbalansowanego tunera antenowego z symetryczną linią zasilającą to jednak perfekcjoniści stale wytykają problemy. Niektóre tunery antenowe używają balun na wyjściu, ale może to powodować (w zależności od stosowanego rozwiązania) straty w przypadku bardzo reaktancyjnego obciążenia. Często używany balun o przełożeniu 4:1 staje się problemem, kiedy tuner jest obciążony bardzo niską impedancją (jako, że impedancja "widziana" przez tuner będzie jeszcze niższa - VE3ABX). Niektórzy operatorzy zaszli tak daleko, że budują swoje symetryczne linie tak, aby przedstawiały 200W - obciążenie z lekka pojemnościową reaktancją i następnie kompensują ją dodatkowym kondensatorem równolegle do linii.
Inni próbują uniknąć strat spowodowanych przez balun umieszczając 1:1 balun na wejściu tunera i izolując tuner od ziemi, aby uzyskać prawie zbalansowane wyjście do obciążenia. Jednakże prądy wielkiej częstotliwości na oplocie kabla są bardzo często problemem w wielu instalacjach antenowych.
Rzadko jednakże próbowali krótkofalowcy budować zbalansowane obwody dopasowujące do swoich tunerów antenowych. Zbalansowane obwody typu "L", "T" i "P" są z pewnością możliwe do zbudowania, ale to kosztuje. W jednych rozwiązaniach wielkości części się podwajają, w innych mechaniczne sprzężenia są konstrukcyjnie skomplikowane. Takie tunery są rzadkością.
Dla wielu amatorów tunerem z wyboru do zasilania linii symetrycznej jest tuner ze sprzężeniem indukcyjnym. Oferuje on bardzo sprawne przekazanie mocy do naturalnie zbalansowanego wyjścia. Dodatkowo izoluje on linie w pewnym stopniu dzięki magnetycznemu sprzężeniu. Ta cecha często wystarcza, aby wyeliminować silne, lokalne, zakłócające sygnały poza pasmem przenoszenia.
Jednakże nie każdy stary obwód rezonansowy i link zrobi dobry tuner. Zasady działania takich tunerów zatarły się już w pamięci. Osiągalność takich informacji była w szczycie najprawdopodobniej w latach 60-tych. W mojej kolekcji starych wydań ARRL Antenna Books, jej 9-te wydanie z roku 1960 zawiera materiał, który jest matematycznie i praktycznie zdecydowanie lepszy niż materiał zawarty w moim wcześniejszym, starszym 7-ym wydaniu z roku 1955.
Do czasu 13-ego wydania z roku 1974 większość z tego materiału została przetrawiona, aby zrobić miejsce dla niesymetrycznych obwodów dopasowujących i balunów i pozostaje praktycznie niezmieniona od tego czasu. Indukcyjnie sprzężony transmatch ciągle pozostający w 18-ym wydaniu ARRL Antenna Book z 1997 jest taki sam jak ten w moim 1982 ARRL Handbook (aczkolwiek niewielu zauważyło, że przedni panel zmienił wygląd w ciągu tych lat, w czasie kiedy widok z góry pokazuje ten sam oryginalny tuner).
Te uwagi, na temat wzlotów i upadków osiągalnych informacji o link - sprzężonych tunerach, nie są w żadnym wypadku krytyką publikacji ARRL
Całkiem przeciwnie, inne podręczniki w języku angielskim, prezentują zdecydowanie mniej informacji o takich tunerach i ich zasadach działania. Jednakże informacja jest osiągalna z wielu różnych źródeł. Materiał zawarty w ARRL Antenna Book z 1960 jest oczywiście najważniejszy. Jednym ze źródeł wyjątkowo użytecznym w temacie sprzężenia indukcyjnego jest George Grammer's A Course in Radio Fundamentals, opublikowany w całości przez ARRL w 1972. Źródłem na którym jest to opracowanie oparte, jak zresztą wiele innych opracowań na temat podstaw radia, jest Terman's Radio Engineers' Handbook. Wszystkie te opracowania są wspaniałymi lekturami dla każdego zainteresowanego tematem radia, wykraczającym poza materiałem prezentowanym w tym artykule.
Tak więc nadszedł czas, aby zacząć od początku i przedstawić sprzężenie wykorzystujące link od podstaw. Nie będzie nic odkrywczego w tym artykule, a jedynie przypomnienie zasad działania i stosowanych rozwiązań na podstawie materiałów źródłowych. W niektórych przypadkach pozwolę sobie dodać tabele i przykłady tak, aby prezentowane wzory nabrały rzeczywistego znaczenia. Tym którzy robią przybliżone obliczenia z pamięci, tablice pozwolą zrozumieć tendencje tak, aby mogli oni zwiększyć dokładność swoich extrapolacji. Dodatkowo, nie będę próbował użyć całkowicie zintegrowanego materiału teoretycznego, a jedynie przedstawię niektóre z najbardziej użytecznych wzorów. Wzorów, które wyjaśnią działanie albo pozwolą na obliczenie i zaprojektowanie takich tunerów. Jako, że większość z nich będzie praktycznymi uproszczeniami, więc spowoduje to nieciągłości w przekształcaniu wzorów matematycznych. Jednakże naszym celem, jak tylko jest to możliwe, jest dostarczenie praktycznych podstaw indukcyjnie sprzężonych tunerów.
Co się kryje w nazwie
Urządzenie dopasowujące linię do nadajnika nazywamy link - sprzężonym tunerem, co nie całkowicie odpowiada prawdzie. Ta nazwa powstała w czasach poprzedzających π-filtr. Jak widać na Rys. 1A stare nadajniki używały równoległego obwodu rezonansowego sprzężonego z uzwojeniem wtórnym o niskiej impedancji. Wtórne uzwojenie często podłączone było do podobnego uzwojenia, które z kolei sprzężone było z równoległym obwodem rezonansowym o wysokiej impedancji - użytego do dopasowania do anteny (też o stosunkowo wysokiej impedancji). Link, jak to połączenie dwóch cewek o niskiej impedancji było nazywane, mógłby po prostu być zrobiony jako skręcona lina. Takie obwody są równorzędne (zakładając, że nie mają żadnych strat) do bezpośredniego sprzężenia pomiędzy dwoma obwodami rezonansowymi, jak widać na Rys. 1B, z teoretycznymi obliczeniami parametrów. Niewielu krótkofalowców robiło te obliczenia jako, że było znacznie prościej eksperymentalnie znaleźć ilość zwojów dla maksymalnego dopasowania mocy.
Tuner Antenowy pokazany na Rys. 2 jest indukcyjnie sprzężonym obwodem dopasowującym impedancje. Pomimo, że obwody dopasowujące dominują jako obwody wyjściowe współczesnych nadajników, to jednak koncept współczynnika sprzężenia cały czas może być odniesiony do indukcyjnie sprzężonych obwodów i do tego stopnia cały czas można te tunery antenowe nazywać link - sprzężonymi tunerami.
Jednakże ta stara nazwa przychodzi ze znaczeniem: mała cewka jest jedynie linkiem i jako taka nie jest wcale ważna. Nazywanie układu indukcyjnie sprzężonym obwodem dopasowującym impedancje, daje jednakową ważność tak pierwotnej jak i wtórnej indukcyjności. To jest podstawa zrozumienia takich tunerów.
Jako, że ta stara nazwa jest jedynie grą słów, więc powinniśmy ją używać, jednakże powinna ona stracić stare znaczenie. W ten sposób nazwy: link - sprzężony tuner i indukcyjnie sprzężony tuner, oznaczają to samo. Jeśli teraz rozumiemy jak działa indukcyjnie sprzężony tuner, wtedy jesteśmy w dobrej kondycji, aby zrozumieć jak działa link - sprzężony tuner.
Sprzężenie Indukcyjne: Wracamy do podstaw
Kiedy dowolne dwie cewki są tak usytuowane, że linie sił pola magnetycznego cewki podłączonej do źródła energii wielkiej częstotliwości, przecinają zwoje drugiej cewki (z założenia podłączonej do obciążenia) wtedy energia jest sprzężona do drugiej cewki. Rosnące i zanikające pole pierwszej cewki dostarcza zmienne pole magnetyczne potrzebne do zaindukowania napięcia na wyjściu drugiej cewki, w konsekwencji produkując prąd w obciążeniu.
Dwa kluczowe zjawiska zachodzą w takim połączeniu. Pierwszym jest wzajemna indukcyjność (M), tj. napięcie wzbudzone w drugiej cewce przez szybkość zmiany prądu w pierwszej. M jest mierzone w [H], tak samo jak indukcyjność obu cewek Wzajemną indukcyjność cewek można mierzyć, co jest często zaniedbywane. Wpierw trzeba zmierzyć indukcyjność każdej z cewek osobno - daleko jedna od drugiej. Następnie, po zainstalowaniu cewek, zmierzyć trzeba ich indukcyjność, kiedy są razem połączone w szereg i drugi raz po odwróceniu połączeń do jednej z cewek.
Jeśli w ten sposób ustawione cewki mają jakąkolwiek wzajemną indukcyjność, jak zilustrowane na Rys. 3, wtedy rezultaty dwóch ostatnich pomiarów będą się różnić, jeden będąc większy niż matematyczna suma indukcyjności obu cewek mierzonych niezależnie, a drugi mniejszy niż suma ich indukcyjności. Większy rezultat pomiaru (LTA) odnosi się do cewek połączonych tak, że jak się mówi jedna wspomaga druga: mniejszy (LTO) odnosi się do cewek połączonych tak, że jedna przeszkadza drugiej. W rzeczywistości wyniki pomiarów wyrażają pewną precyzyjną zależność:
gdzie wszystkie wartości są w [H] lub jego pochodnych. Za pomocą dość łatwego przekształcenia równań otrzymamy
znów w [H].
Celem powrotu do tego bardzo podstawowego konceptu jest pokazanie ważności wzajemnej indukcyjności w przekazaniu energii w obwodzie magnetycznym. Jako, że M jest realną indukcyjnością więc posiada ona także i reaktancje która może być obliczona w ogólnie stosowany sposób:
gdzie XM jest w [Ω], M w [H], a f jest częstotliwością w [Hz].
Wzajemne sprzężenie rośnie w miarę zbliżania cewek do siebie, albo gdy są one wzajemnie ustawione tak, że więcej linii pola pierwotnej cewki przecina zwoje cewki wtórnej. Jeśli zostanie użyty rdzeń zrobiony z materiału magnetycznego, jak np. stal przy niskich częstotliwościach, wtedy możliwe jest uzyskanie wartości M zbliżonej do pierwiastka kwadratowego z iloczynu indywidualnych indukcyjności cewek. W rzeczywistości wyrażenie to wyznacza maksymalną możliwą wartość M. W tych idealnych warunkach sprzężenie osiąga największą możliwą wartość i jest równe 1. W każdej innej sytuacji współczynnik sprzężenia (k) będzie mniejszy niż 1.
Cewki powietrzne, niezależnie jak ściśle sprzężone będą miały współczynnik sprzężenia sporo poniżej 1. W większości wypadków wartości k w zakresie 0.3 do 0.6 są typowe dla cewek powietrznych. Tabela 1 przedstawia przykłady wartości k i M dla różnych wartości L1 i L2.
Przykłady wartości M i k dla różnych wartości L1 i L2
L1 L2 LTA LTO M k
wartości dające k = 1
5 5 20 0 5 1.0
8 4 23.32 0.68 5.66 1.0
10 1 17.32 4.68 3.16 1.0
Wartości dające M = 2.5
5 5 15 5 2.5 0.5
8 4 17 7 2.5 0.44
10 1 16 6 2.5 0.79
Wartości dające M = 1.0
5 5 12 8 1.0 0.2
8 4 14 10 1.0 0.18
10 1 13 9 1.0 0.32
Uwaga: Wartości L1, L2, i M są indukcyjnościami i mogą być czytane jako [H],
[mH], albo [μH], tak długo jak jednostka miary jest taka sama dla L1, L2, i M.
Tabela 1. Przykłady wartości M i k dla różnych wartości L1 i L2.
Typowym niezrozumieniem jest to, że mniejszy współczynnik sprzężenia znaczy, że nie cała moc jest przekazana z obwodu pierwotnego do wtórnego. Nie jest to zgodne z prawdą. Wartość k jest po prostu bardzo wygodnym sposobem na pomoc w obliczaniu różnych czynników zaangażowanych w przekazywanie energii albo dopasowanie impedancji. Prawdą jest: zasady jakich się uczymy do użycia przy przekazaniu mocy i innych transformatorów o dużych współczynnikach sprzężenia nie mają zastosowania do sprzężonych cewek powietrznych, o niskich współczynnikach sprzężenia. I dlatego używanie przekładni zwojowej do obliczenia napięcia, prądu czy stosunku impedancji musi być odłożone na bok dla indukcyjnego sprzężenia cewek powietrznych.
Transformatory ze rdzeniami z mocnych materiałów magnetycznych, nie tylko osiągają wysokie współczynniki sprzężenia, ale są także niezależne od częstotliwości w zakresie pokrytym przez materiał rdzenia. I dlatego możliwe jest budowanie radiowych szerokopasmowych transformatorów przez użycie ferrytowych albo proszkowych materiałów w rdzeniu toroidalnym. Tak jak laminowane stalowe rdzenie transformatorów mocy, te rdzenie koncentrują linie sil magnetycznych w bardzo małej objętości otaczającej wszystkie zwoje uzwojenia pierwotnego i wtórnego. Cewki powietrzne maja znacznie bardziej rozproszone pole magnetyczne i maja tendencje do utrzymywania swoich właściwości przekazywania energii tylko w znacznie węższym zakresie częstotliwości, na wiele sposobów związanym z reaktancjami cewek.
Proste (Nie strojone) Obwody Indukcyjne
Rys. 4A przedstawia najprostszy, indukcyjnie sprzężony obwód ze źródłem i obciążeniem o charakterze rezystancyjnym. Indukcyjności są oznaczone LP i LS, jako pierwotne i wtórne cewki układu. Jako, że obwody są sprzężone, przeniesiona impedancja obwodu wtórnego pojawia się w uzwojeniu pierwotnym w formie szeregowo połączonych komponentów. Wartość szeregowej rezystancji (RA) i szeregowej reaktancji (XA) może być w przybliżeniu obliczona używając wzorów:
i 
gdzie XM jest reaktancją wzajemnej indukcyjności, RS jest rezystancją wtórnego obwodu, a XS jest jego reaktancją. Rys. 4B przedstawia wszystkie elementy sprzężonych impedancji.
Na przykład: załóżmy, że używamy parę cewek (wziętych z tabeli rekomendowanych wartości) gdzie; LP jest 1.2μH i LS jest 12μH. XS będzie równe 528Ω na 7MHz. Dodamy do tego obciążenie o rezystancji 1500Ω . Zakładamy, że współczynnik sprzężenia (k) jest równy 0.6. Przekształcony wzór (5) da nam M = 2.3μH, i XM = 100Ω . W tych warunkach, używając powyższych wzorów, wartości przeniesione do obwodu pierwotnego będą RA = 5.9Ω i XA = 2.1Ω .
Zauważyć trzeba, że reaktancja obwodu pierwotnego jaka jest sprzężona z powrotem do obwodu wtórnego jest numerycznie równa przetransformowanej reaktancji obwodu wtórnego, ale ma przeciwny znak. W ten sposób reaktancje się w części wzajemnie kasują. W idealnych warunkach dobranie prawidłowej wielkości cewek i sprzężenia pomiędzy nimi doprowadziłoby do rezystancyjnego obciążenia źródła.
Aby można było regulować sprzężenie pomiędzy obciążeniem i źródłem, tak wzajemna indukcyjność jak i reaktancja jednej z cewek musi być zmieniana, co jest bardzo niepraktyczne. Przedstawiłem te wzory tylko jako demonstracje odwracania znaku reaktancji we wzajemnie sprzężonej reaktancji, co jest ważnym czynnikiem w praktycznych link - sprzężonych obwodach w minimalnie bardziej skomplikowanych rozwiązaniach.
Sprzężenie ze Strojonym Obwodem Wtórnym
Rys. 5A pokazuje znacznie powszechniej używany obwód sprzężony: nie strojony obwód pierwotny i strojony obwód wtórny. W obwodach rezonansowych Q zależy prawie całkowicie od rezystancji obciążenia w stosunku do reaktancji cewki albo kondensatora (które są sobie równe) w rezonansie. Rezystywna impedancja równoległego obwodu rezonansowego jest bardzo wysoka, a znacznie mniejsza rezystancja obciążenia równoległa do obwodu strojonego ma zdecydowanie największy wpływ na rezystancję przeniesioną do obwodu pierwotnego.
Q (QL) obciążonego obwodu wtórnego z Rys. 5A jest
gdzie X jest reaktancja albo cewki albo kondensatora w rezonansie. Przykładowo, jeżeli rezystancja obciążenia równa jest 2500Ω, a reaktancja tak cewki jak i kondensatora jest równa 250Ω w rezonansie (typowe wartości), wtedy Q obciążonego obwodu równe jest 10.
Dla obciążonego QS = 10 albo więcej, uproszczone obliczenia są możliwe z niewielkim błędem. Dla mniejszych wartości QL, pewne błędy wystąpią, ale nie przekroczą one zakresu strojenia. Jednym ze sposobów pokazania rezystancji sprzężonej z powrotem do obwodu pierwotnego (RA) -- przedstawionej jako szeregowa rezystancja na Rys. 5B -- jest przez użycie wzoru:
gdzie XM jest reaktancją wzajemnej indukcyjności, RL jest rezystywnym obciążeniem obwodu wtórnego, a XL jest reaktancją cewki w rezonansie.
Jeśli użyjemy cewki tej samej wielkości jak w poprzednim przykładzie, 1.2μH i 12μH, jako pierwotna i wtórna cewka, z założonymi współczynnikami sprzężenia 0.6, możemy uzyskać wartości 100Ω dla XM i 528Ω dla XL na 7 MHz. Wymagana pojemność kondensatora, aby doprowadzić ten obwód do rezonansu na tej częstotliwości jest 43 pF. Z opornością obciążenia RL = 1500Ω , QL = 2.8. Jako, że Q obciążonego obwodu jest sporo poniżej 10, wszystkie pozostałe obliczenia dadzą tylko orientacyjne pojęcie bez specjalnej dokładności co pochodzi stąd, że użyte wzory są tylko dla obwodów z QS = 10 albo więcej. Jednakże używając wzoru (9) otrzymamy RA równe około 54Ω .
Należy zwrócić uwagę, że mamy na Rys. 5B pierwotną impedancję składającą się z rezystancji (pożądanej) i reaktancji (nie pożądanej w obwodach dopasowujących). Reaktancja pierwotnego uzwojenia pozostaje nie skompensowana dlatego, że strojony obwód wtórny jest całkowicie rezystywny. Aby zmienić impedancję obwodu pierwotnego na całkowicie rezystywną musimy tak zmienić wartości komponentów obwodu strojonego, aby uzyskał on niedużą impedancję indukcyjną. Wiemy z wzoru (7), że przetransformowana wartość tej impedancji będzie pojemnościowa, w ten sposób kasując indukcyjną reaktancję. To co pozostaje jest czystą rezystancją.
Użyta procedura jest typowo wypracowana empirycznie a nie uzyskana matematycznie. Stroimy wpierw obwód wtórny do częstotliwości nieco wyższej niż częstotliwość nadajnika, zazwyczaj przez zredukowanie pojemności kondensatora strojącego stałą indukcyjność w ten sposób zwiększając wartość reaktancji pojemnościowej do powiększonej wartości reaktancji indukcyjnej stałej cewki od tej nieco wyższej częstotliwości. Wtórny obwód rezonansowy na oryginalnej częstotliwości (nieco niższej) będzie miał teraz trochę indukcyjnej reaktancji, właśnie tyle ile potrzeba przetransformować do obwodu pierwotnego, gdzie się ona pojawia jako reaktancja pojemnościowa szeregowo z reaktancją pierwotnego uzwojenia. Z prawidłowo dobranymi wartościami obwodu wtórnego, reaktancje w obwodzie pierwotnym się skasują pozostawiając w nim czysto rezystywną impedancję. W tym procesie wartość rezystancji przetransformowanej z powrotem do obwodu pierwotnego specjalnie nie zmieni się.
Jako, że używamy do tego tylko przybliżonych wzorów przy jednocześnie niskim Qs pod obciążeniem, obliczenia nie będą precyzyjne. Jednakże, jeżeli prześledzimy ten proces parę razy, wtedy zyskamy zrozumienie tendencji i zasady działania. Standardowym wzorem na obliczenie reaktancji równolegle połączonych L i C, kiedy występują w postaci reaktancji XL i XC dla specyficznej częstotliwości jest
gdzie XP jest wynikową reaktancją, równoległą do rezystancji obciążenia, RL.
Bazując na tym samym przykładzie, możemy teraz wstawić uproszczone szeregowe transformacje wartości równoległych do wzorów (6) i (7) i otrzymać coś podobnego do wartości w Tabeli 2. Pomimo, że wartości te nie są w żaden sposób precyzyjne, pokazują one jednak, że ze wzrostem rezonansowej częstotliwości wtórnego obwodu rezonansowego, pojemnościowa reaktancja przetransformowana z powrotem do obwodu pierwotnego zwiększa się stopniowo - w czasie kiedy rezystancja zmniejsza się bardzo powoli. Właściwa kombinacja wartości pozwoli w pewnym punkcie na uzyskanie czysto rezystancyjnej impedancji wejściowej, aczkolwiek współczynnik sprzężenia musiałby być zmieniony tak, aby utrzymać wartość RA w pobliżu 50Ω . Pamiętać też należy, że we wzorach (6) i (7) licznikiem jest XM2, i zwiększenie jego wartości spowoduje wzrost obu RA i XA. Jednakże, w przykładzie rozważanym wartość k jest 0.6, co jest już blisko limitu osiągalnego dla cewek powietrznych.
Przykładowe wartości RA i XA kiedy Obwód Wtórny jest dostrojony do wyższych częstotliwości Częstotliwość Równoległa Równoległa Szeregowa Szeregowa Przetransformowana Przetransformowana Rezonansowa Rezystancja Reaktancja Rezystancja Reaktancja Rezystancja Reaktancja F [MHz] RL (W ) XP (W ) RS (W ) XS (W ) RA (W ) XA (W ) 7.0 1500 -- 186 -- 54 -- 7.3 1500 6590 186 42 51 -12 7.5 1500 4090 186 68 47 -18
Uwaga 1. Częstotliwość rezonansowa odnosi się do częstotliwości rezonansu wtórnego równoległego obwodu rezonansowego
i jest zmieniona przez redukcje pojemności kondensatora, w czasie kiedy indukcyjność cewki jest stała.
Uwaga 2. Jako, że użyte zostały uproszczone obliczenia, tabela jest użyteczna tylko dla obserwacji tendencji zmian
wartości. Rzeczywiste wartości różnią się znacząco z uwagi na bardzo małe Q obciążonego obwodu jak i reaktancji montażu
tunera.
Tabela 2. Przykładowe wartości RA i XA przy wtórnym obwodzie strojonym do większych częstotliwości.
Celem tej manipulacji wzorami jest wyrobienie zrozumienia podstaw link - sprzężonych tunerów. Dokładniejsze wzory, które można zastosować do często spotykanych tunerów z niższymi wartościami Q pod obciążeniem są osiągalne. Ograniczyliśmy się jednakże do wygodnych uproszczeń bo ewolucja praktycznych układów tunerów dokonała się głównie przez praktyczne doświadczenie. Jeśli ten krótki artykuł spowoduje, że czujesz się pewniej mając do czynienia z indukcyjnie sprzężonymi obwodami i przekonuje Cię, że działają one zgodnie z zasadami, które pozwalają na obliczanie niezbędnych wartości podzespołów, artykuł spełnił swoją rolę.
Następnym krokiem jest rozpoczęcie wędrówki przez typowe indukcyjnie sprzężone obwody, aby przyjrzeć się jak niektóre z zastosowanych rozwiązań działają. W przeciwieństwie do wielu innych opracowań na temat tunerów, zaczniemy gdzie nadawany sygnał startuje: na wejściu tunera.
Część II: Wejscie Tunera L. B. Cebik, W4RNL (Tlumaczenie: Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX)
Część I: Sprzężenie Indukcyjne Część II: Wejście Tunera Część III: Wyjście Tunera Część IV: Szeregowe Obwody i Reaktancja Część V: Podzespoły, Konstrukcja i Pomiary
Majac przyswojone podstawy sprzezenia indukcyjnego, mozemy teraz rozpoczac szczegolowa analize indukcyjnie sprzezonych tunerow antennowych (ATU). Wiemy juz ze tuner antennowy bedzie sie skladal z cewki wejsciowej (LP) z usprawnieniami jakie mozemy pozniej dodac. Bedzie on rowniez zawieral cewke (LS) i kondensator (CS) w obwodzie wtornym jako elementy rownoleglego obwodu rezonansowego (albo prawie-reaonansowego - o czym pozniej) z obciazeniem (RL) dolaczonym rownolegle do tego obwodu. Rys. 1 wraca do najbardziej podstawowego schematu.
Wejsciowa rezystancja w szereg z (LP) jest oznaczona (RA) i jest rezystywna impedancja przetransformowana do obwodu pierwotnego. Jak juz wspomniane, strojony obwod wtorny w rezonansie nie ma zastepczej reaktancji szeregowej i dlatego nie transformuje reaktancji do obwodu pierwotnego czy tez wejscia tunera. Aby przetransformowac pojemnosciowa kompensujaca reaktancje do obwodu pierwotnego trzeba dostroic obwod wtorny nieco powyzej czestotliwosci nadajnika. W tym przypadku obie skladowe impedancji obwodu wtornego, rezystywna i reaktywna sa przetransformowane do obwodu pierwotnego.
Jako ze takie kompensacyjne odstrojenie obwodu ma niewielki wplyw na wartosc przetransformowanej rezystancji a glownie dostarcza reaktancji pojemnosciowej potrzebnej do skasowania indukcyjnej reaktancji uzwojenia pierwotnego, nie wymaga on specjalnie zadnej wzmianki. Jednakze pamietac trzeba ze to odstrojenie jest normalna czescia strojenia tunera antennowego. Kiedy uzyty jest SWR miernik pomiedzy tunerem antennowym i nadajnikiem kompensacyjne odstrojenie jest dokonywane automatycznie przy strojeniu na 1 : 1 SWR. Jesli reaktancja pierwotnego uzwojenia nie zostanie skompensowana wtedy SWR bedzie wyzsze niz 1 :1 nawet w przypadku kiedy RA = 50Ω .
Male naprowadzenie
W artykule o podstawach sprzezenia indukcyjnego przedstawilem nastepujacy wzor jako najbardziej podstawowe przyblizenie wejsciowej impedancji w relacji do pozostalych parametrow sprzezenia w obwodzie:
gdzie RA jest rezystywna impedancja przetransformowana z powrotem do strony pierwotnej, XM jest reaktancja wzajemnej indukcyjnosci pomiedzy cewkami i XLS jest reaktancja wtornego uzwojenia (albo kondensatora) w rezonansie na czestotliwosci nadajnika.
W wydaniach ARRL Antenna Book od przynajmniej 1960, inny wzor jest uzyty, robiac wrazenie ze nie zgadza sie on z przedstawionym w tym artykule. Przesledzmy jednak wzor (1).
Po pierwsze, wiemy ze wspolczynnik sprzezenia (k) i wzajemna indukcyjnosc (M) sa wzajemnie zwiazane przez pierwiastek kwadratowy z iloczynu indukcyjnosc obu sprzezonych cewek. Jako ze przeksztalcenie indukcyjnosci do jej reaktancji jest na danej czestotliwosci sprawa pomnozenia jej indukcyjnosci przez 2pf, co kasuje zaleznosc, wiec mozemy przedstawic M jako funkcje k w ten sposob:
gdzie XM jest reaktancja wzajemnej indukcyjnosci, a XLP i XLS sa reaktancjami uzwojen, odpowiednio, pierwotnej i wtornej.
Podnoszac do kwadratu obie strony rownania (2), mozemy wymienic wyrazenie XM2 we wzorze (1), skasowac wyrazenie XLS nad i pod kreska, i w rezultacie uzyskac:
gdzie wszystkie zmienne zostaly juz zdefiniowane we wzorach.
Dobroc Q rownoleglego obwodu rezonansowego, gdzie rezystancja obciazenia jest mala w porownaniu do rezystancyjnej impedancji obwodu rezonansowego, jest w przyblizeniu rowna:
Jesli we wzorze (3) podstawimy Q zamiast RL podzielonego przez XLS, wtedy otrzymamy dokladnie ten sam wzor jaki przedstawiony jest w ARRL Antenna Book:
Jedyna roznica sa zastosowane subskrypty. Te ktore ja uzylem sa w zgodzie z subskryptami uzytami w Czesci I.
Wzory (3) i (5) daja nam wazne informacje dotyczace projektowania indukcyjnie sprzezonych tunerow antennowych. Po pierwsze, rezonansowy obwod wtorny na najwieksza sprawnosc kiedy RA i XLP sa sobie rowne numerycznie. (Ten warunej jest spelniony tylko w przyblizeniu kiedy przestrajamy wtorny obwod rezonansowy aby skasowac reaktancje w uzwojeniu pierwotnym). W tej sytuacji pojawia sie zwiazek pomiedzy k i Q:
Rezultat jest taki: mozliwe jest zoptymalizowanie tunera antennowego przez dobor stosunku rezystancji obciazenia do reaktancji uzwojenia wtornego, przez dobor wspolczynnika sprzezenia albo obu na raz. To daje nam dosc sporo elastycznosci w projektowaniu tunera antennowego.
Przygladniemy sie teraz obu stronom ukladu aby znalesc sposoby na jego zoptymalizowanie. Tak jak to bylo zrobione w czesci I, pozostaniemy przy czysto rezystywnym, obciazeniu i odlozymy na razie na bok kwestie reaktancji. Pozostaniemy takze przy rownoleglym polaczeniu obwodu wtornego i nieco pozniej poswiecimy troche uwagi obciazeniom o niskiem impedancji i versji z szeregowym obwodem wtornym. Przyjrzyjmy sie jednej rzeczy na raz.
Wielki Malutki k i XLP
Zmieńmy teraz parametry przykładu którym sie zajmowaliśmy w czesci I. Potrzebowaliśmy tuner antennowy na pasmo 7MHz i wybraliśmy cewkę w obwodzie wtórnym o indukcyjności 12μH (i reaktancji 528Ω na tym pasmie i cewke w obwodzie pierwotnym o indukcyjności 1.2μH. Kondensator stojący do rezonansu mial 43pF. Jako obciążenie (RL) wybraliśmy 1500Ω (rezystywne).
Przy wybranych wartosciach podzespolow i zalozonym k = 0.6 wzajemna reaktancja byla rowna 100Ω . Dobroc obciazonego obwodu wtornego byla z grubsza Q = 2.8 (co mowi nam ze wszystkie obliczenia sa tylko orientacyjne, jako ze obliczenia sa dokladne tylko dla QS > 10). Ktorykolwiek wzor uzyjemy do obliczenia rezystancji przetransformowanej do strony pierwotnej, wynik bedzie okolo 54Ω. Oczywiscie, ta wartość RA odnosi sie tylko do 1500Ω rezystywnego obciążenia.
Co sie bedzie dzialo jasli rezystancja obciazenia sie zmieni bez zmiany wartosci podzespolow? Widoczne jest to w tabeli ponizej.
Wartosci RA dla roznych rezystancji obciazenia
RL [W] Q pod obciazeniem RA [W]
500 0.95 18
1000 1.89 36
1500 2.84 54
2000 3.79 72
2500 4.73 90
Tabela 1. Wartosci RA dla roznych rezystancji obciazenia (RL) w analizowanym obwodzie.
Zmiana XLP moze byc dokonana aby dopasowac tuner do 50Ω. To by oczywiscie pociagnelo za soba konicznosci zmiany rozmiarow cewki pierwotnej i nieuchronnie zmienilo wartsc M i k. Jezeli jednakze zalozymy ze mozemy utrzymac k = 0.6 wtedy tabela ponizej przedstawia tendencje zmian wartosci XLP potrzebnych dla utrzymania dopasowania do 50Ω.
Wartosci XLP dla dopasowania do 50W RL [W] Q pod obciazeniem XLP [W] 500 0.95 146 1000 1.89 73 1500 2.84 53 2000 3.79 37 2500 4.73 29 Table 2 Wartosci XLP dla roznych wartosci (RL) aby utrzymac dopasowanie do obciazenia 50W.
Dla wiekszosci indukcyjnie sprzezonych tunerow antennowych nie jest to praktyczne rozwiazanie. Pierwotna cewka jest zazwyczaj nieruchoma i ulokowana jest albo pomiedzy zwojami cewki wtornej albo bezposrednio ponad nia. Przelaczanie odczepow wymagaloby ich bardzo ciasnego ulokowania. Mechanicznie, przewody prowadzace do przelacznika albo recznie przelaczane przewody wprowadzalyby zmiany impedancji widzianej od strony wejscia tunera. Jednakze obliczenia te daja nam zrozumienie co sie dzieje po stronie pierwotnej przy zmianach obciazenia.
Przesuwane Linki
Wspomnielismy juz ze zmiany reaktancji pierwotnego uzwojenia spowodowalyby zmiany wspolczynnika sprzezenia. To moze byc wykorzystane w inny sposob. Zalozmy ze mozliwa jest zmiana wspolczynnika sprzezenia bez znaczacego efektu na reaktancje uzwojenia pierwotnego. Rys. 2 pokazuje jest to jest tradycyjnie robione.
Przesuwany link albo pierwotna cewka, przesuwajace sie w przestrzeni w centrum uzwojenia wtornego, zmienia wspolczynnik sprzezenia a tym samym i wzajemna impedancje sprzezonych ceweks. Wartosc k rosnie ze wzrostem wspolczynnika sprzezenia tj kiedy link jest wsuwany glebiej pomiedzy zwoje cewki wtornej. Zauwazyc nalezy, ze wartosc k zmienia sie w sposob ciagly w odpowiedzi na zmiany w pozycji cewk, w efekcie dajac nam regulacje k. Nie jest mozliwe znalezienie wartosci k dla kazdej mozliwej pozycji. Mozna jednak znalezc wartosci k niezbedne do dopasowania analizowanego obwodu do obciazenia 50Ω.
Wartosci k dla dopasowania do 50W RL W Loaded Q k 500 0.95 0.99 1000 1.89 0.71 1500 2.84 0.57 2000 3.79 0.50 2500 4.73 0.45 Table 3 Wartosci k dla roznych wartosci (RL) aby utrzymac dopasowanie do obciazenia 50W.
Jako ze wartosci powyzej 0.6 nie sa normalnie mozliwe z powietrznymi cewkami, rozwazany tuner antennowy dla 7MHz nie bylby w stanie dopasowac do obciazenia mniejszego niz okolo 1500Ω. Mozna jednakze uzyc cewke pierwotna o wiekszej indukcyjnosci, co zredukowaloby wymagane wartosci k. Niestety, to by zmienilo rowniez wartosc XLP i, w konsekwencji stracilibysmy dopasowanie dla pozadanej wartosci RA.
Inna alternatywa pojawia sie we wzorze (6) ktory sugeruje ze mozemy dokonac zmian w obwodzie wtornym tunera, tak dobierajac jego Q aby uzyskac bardziej uzyteczny zakres wartosci dla k. Utrzymajmy jako docelowe wartosci po 50Ω kazdy dla RA i XLP. Nalozmy takze limit 300Ω na impedancje obciazenia, wtedy wartosc wspolczynnika sprzezenia (k) bedzie 0.6. W Tabeli 3 zobaczymy, ze przy mniejszych wartosciach impedancji, k musialoby przyjac wartosci raczej nie bardzo mozliwe do osiagniecia, ale przy impedancjach obciazenia powyzej tej wartosci, wymagane wartosci k sie zmniejsza. Takie wartosci dla k mozna osiagnac przez odsuwanie linka dalej od glownej cewki.
Jako ze k, XLS, a takze RL sa wzajemnie zalezne, wiec mozemy zmienic wzor (6) na
Majac nalozony limit k=0.6 i RL=300Ω, mozemy wyliczyc ze XLS=108Ω. na 7 MHz, co daje nam cewke o indukcyjnosci 2.45μH i kondensator 210 pF dla strojonego obwodu wtornego. Dla tych wartosci mozemy zbudowac nastepujaca tabele wartosci k dla roznych imedancji obciazenia.
Wartosci k przy dopasowaniu do 50W RL (W) Loaded Q k 500 4.63 0.46 1000 9.26 0.32 1500 13.89 0.27 2000 18.52 0.23 2500 23.15 0.21 Table 4 Wartosci k dla roznych imedancji obciazenia (RL) i dopasowaniu do 50W z uzyciem zmienionego przesuwanego linku.
Pomimo ze ten zmieniony uklad tunera osiaga zalazony cel i daje nam realistyczne i osiagalne wartosci k, nie wszystko jest w jeszcze porzadku. Kiedy Q jest wieksze niz 10, strojenie zaczyna byc bardzo ostre, wymagajac wieloktrotnego przestrajania w zakresie jednego pasma.
Pomimo ze przesuwany link moze byc uzyty razem z innymi technikami odnoszacymi sie do obwodu wtornego, z ktorymi zapoznamy sie nieco pozniej, nie jest on juz jednak rozwiazaniem stosowanym z wyboru. Przesuwane linki, w przeszlosci bardzo popularne, przeszly w zapomnienie dlatego ze sa one duze i skomplikowane z mechanicznego punktu widzenia. Na dodatek istnieje znacznie prostszy sposob na osiagniecie tego samego celu.
The Series Capacitor
Najczesciej stosowanym sposobem regulacji obwodu wejsciowego tunera antennowego jest przez uzycie szeregowego kondensatora. Rys. 3 pokazuje nasz zmieniony ukald tunera z dodanym kondensatorm.
Pierwsza funkcja jaka ten nowy szeregowy kondensator CP moze pelnic jest skasowanie reaktancji cewki LP. To zwalnia nas od potrzeby odstrajania wtornego obwodu rezonansowego aby to uzyskac. W rzeczywistosci kondensator CP i cewka LP stanowia rezonansowy obwod szeregowy, pozostawiajac jedynie RA jako impedancja wejsciowa calego tunera antennowego.
Pozostaje jeszcze wybranie pojemnosci kondensatora CP tak aby rezonowal cewke LP na najnizszej czestotliwosci pokrywanego pasma. W przykladzie tunera nad ktorym pracujemy na 7MHz reaktancja XLP jest 53Ω; tak wiec reaktancja kondensatora musi byc taka sama (oba sa w rezonansie). To daje nam wartosc kondensatora rowna 430 pF. W praktyce, dla wielu waznych powodow, uzyty jest kondensator zmienny.
Wartosci wlasnie obliczone odnosza sie do przypadku gdzie impedancja obciazenia tunera jest rezystywna 1500Ω. Jednakze, nie wszystkie obciazenia z jakimi ten tuner bedzie pracowal beda dokladnie 1500Ω. Inne impedancje obciazenia nie zostana przetransformowane do wartosci RA i XA (gdzie XA mialo wartosc zero).
W pierwszej czesci pokazalismy jak skasowac XLP przez nieznaczne odstrojenie obwodu rezonansowego w kierunku wyzszych czestotliwosci, tak ze na roboczej czestotliwosci XLP i XCP nie byly sobie rowne. Po osiagnieciu czestotliwosci na ktorej XLP i XCP byly sobie rowne, wartosc XA zostala przetransformowana z powrotem do obwodu pierwotnego i miala charakter pojemnosciowy. Jednoczesnie, wartosc RA powoli spadla.
Gdybysmy zaczeli proces z obciazeniem obwodu wtornego RL wiekszym niz 1500Ω, wartosc RA tez poczatkowo bylaby wyzsza. Do pewnego stopnia mozna uzyc ten sposob robienia XLP i XCP sobie rownych na nieco wyzszej czestotliwosci do znalezienia czegos blisko 50Ω dla RA. Jednakze, w ten sposob, transformujemy rowniez pojemnosciowa reaktancje XA do obwodu pierwotnego. Jako ze ta z kolei jest czescia reaktancji potrzebnej do skasowania reaktancji cewki pierwotnej, nowy kondensator szeregowy CP musi byc teraz wyregulowany tak aby jego reaktancja byla nieco nizsza--nizsza o tylko tyle aby suma jego reaktancji i przetransformowanej reaktancji skasowaly reaktancje cewki. Nizsza reaktancja kondensatora CP oznacza oczywiscie jego pojemnosc. W ten sposob szeregowy kondensator uzyty po stronie pierwotnej powinien miec pojemnosc wystarczajaco wieksza aby sobie z tym poradzic.
Mniejsze wartosci RL dalyby nizsze wartosci RA. Aby je zwiekszyc, within limits, mozemy dobrac XLP i XCP tak aby byly sobie rowne na czestotliwosci nie nizszej niz czestotliwosc robocza. To spowoduje rownoczesny wzrost wartosci RA przetransformowanej z powrotem do obwodu pierwotnego a takze doda wartosc indukcyjnej reaktancji XA. Szeregowy kondensator musi miec teraz wieksza reaktancje (mniejsza pojemnosc) aby skasowac sume dodanej reaktancji i reaktancji pierwotnej cewki. reactances.
Szeregowy kondensator w pierwotnym obwodzie tunera moze byc traktowany jako "precyzyjna regulacja" zezwalajaca stalej cewce obwodu wtornego wraz z jej zmiennym kondensatorem na pokrycie wiekszego zakresu impedancji obciazenia bez bezposredniego wplywu na wspolczynnik sprzezenia. Jednakze, zakres zmian jaki szeregowy kondensator CP moze pokryc jest ograniczony. Dla szerszych zakresow impedancji obciazenia RL inne sposoby sprzezenia obciazenia do obwodu pierwotnego sa wymagane. Glowna funkcja szeregowego kondensatora po stronie pierwotnej jest zawsze kasowanie indukcyjnej reaktancji pierwotnego uzwojenia, i w ten sposob prezentowanie zrodla rezystywnym obciazeniem.
Uwaga o rezonansie
Do tego momentu okreslalismy odstrajanie kondensatora po stronie wtornej jako kompensujace odstrojenie. Bazujac na naszym typowym zrozumieniu rezonansu, gdzie wartosci XLS i XCS sa sobie rowne, takie odstrojenie obwodu oznacza kompensacje. Pamietajmy jednakze ze mamy do czynienia z obwodami ktorych robocze Q jest czesto znacznie ponizej 10. I tutaj pojedyncza definicja rezonansu rozklada sie na kilka definicji, gdzie kazda z nich ma swoj zakres zastosowania.
Rys. 4 przedstawia konwencjonalny rownolegly obwod rezonansowy. Zwrocic nalezy uwage na to, ze szeregowa rezystancja (RS) w obwodzie cewki dodana jest do istniejacej rezystancji obciazenia (RL), ale obie nie sa, ani szeregowo ani rownolegle bezposrednio polaczone ze soba. Kiedy robocze Q obwodu jest wieksze niz 10, obecnosc RS robi niewielka, albo zadna roznice w pojeciu rezonansu. Roznice zaczynaja sie pojawiac kiedy robocze Q spada ponizej 10.
Kiedy szeregowy albo rownolegly obwod rezonansowy jest tuz obok rezonansu, pewne roznice w jego dzialaniu w stosunku do obwodu w rezonansie sa oczekiwane. Po pierwsze, XL nie jest rowne XC. Po drugie, rownolegly obwod rezonansowy zaczyna pobierac troche pradu (w kontrascie do pradu pobieranego przez obciazenie). Po trzecie, prad ten nie jest w fazie z napieciem. W obwodach z wysokim roboczym Q, XL i XC sa sobie rowne, obwod pobiera minimum pradu, pradu ktory jest w fazie z napieciem, wszystko to na prawie takiej samej czestotliwosci. Jednakze w obwodach rezonasowych o niskim roboczym Q wszystko to zachodzi na nieco innych czestotliwosciach.
Rownolegly obwod rezonansowy w ukladzie dopasowujacym impedancje stroi sie na mimimum pradu pobieranego przez obwod i maximum pradu pobieranego przez obciazenie na roboczej czestotliwosci. Majac to na uwadze, prawidlowe zestrojenie powinno doprowadzic do rezonansu. Tak wyrownanie fazy pomiedzy pradem i napieciem jak i zrownanie XL i XC nie sa celem strojenia. Moga one wystapic na sasiednich czestotliwosciach kazdy na swojej specyficznej czestotliwosci. (W wydaniu z 1995, "ARRL Handbook" poszerzyl pokrycie rownoleglych obwodow rezonansowych z niskim Q i ten temat jest szczegolowiej potraktowany: strony 6.37-6.42 we wszystkich nowszych wydaniach.)
Tak wiec, z punktu widzenia indukcyjnie sprzezonego tunera antennowego, prawidolowa definicja rezonansu jest maxymalizowanie pradu w obciazeniu strony wtornej (co odpowiada minimalizowaniu pradu do rownoleglego obwodu rezonansowego). W takim razie, jezeli zestroimy obwod wtorny tak aby uzyskac maxymalna moc na wyjsciu tunera, jest on w rezonansie niewazne jakie wartosci XL i XC byly do tego wymagane.
Zignorowalismy tez wartosci rezystancji i reaktancji przetransformowane ze strony pierwotnej do strony wtornej. Jednakze przy istniejacej znacznej roznicy pomiedzy wielkosciami cewek, te wartosci sa bardzo male w wiekszosci sytuacji i praktycznie nie wymagaja zadnych zmian w regulacji aby zwiekszyc prad w obciazeniu. Jednakze efekt istnieje i regulacje nie sa calkowicie takie same jak w przypadku bez wzajemnego sprzezenia. W niektorych przypadkach te wymagania dodatkowych regulacji dodaja sie do tych wlasnie wspomnianych; w innych przypadkach moga sie one czesciowo skasowac. Niezaleznie jednak, process strojenia obwodu rezonansowego pokrywa wszystkie te czynniki i jest czescia zabiegow ktorych celem jest osiagniecie rezonansu.
Najpewniejszym sposobem upewnienia sie ze prawidlowy rezonans zostal osiagniety jest pomiar mocy na wyjsciu tunera.
Jak na razie mielismy okazje zobaczyc elastycznosc indukcyjnie sprzezonych tunerow przez przeglad najbardziej typowych rozwiazan po pierwotnej stronie obwodu. W nastepnej czesci przygladniemy sie niektorym uzytecznym rozwiazaniom we wtornej stronie obwodu.
Część III: Wyjście Tunera L. B. Cebik, W4RNL (Tlumaczenie: Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX)
Część I: Sprzężenie Indukcyjne Część II: Wejście Tunera Część III: Wyjście Tunera Część IV: Szeregowe Obwody i Reaktancja Część V: Podzespoły, Konstrukcja i Pomiary
W poprzedniej czesci, przyjrzelismy sie dokladnie najczesciej spotykanym rozwiazaniom na wejsciowej stronie indukcyjnie sprzezonego tunera antennowego. Osiagalne regulacje wspolczynnika sprzezenia i szeregowej kombinacji L-C zezwolila na limitowana elastycznasc. Jednakze w polaczeniu z technikami jakie mozna zastosowac na wyjsciowej stronie, dodaja one subtelnosci potrzebnej do bardzo precyzyjnego strojenia jakie dostarcza rezystywnego obciazenia 50W dla nadajnika i maximum mocy wyjsciowej do feedera antenny.
Wpierw, zanim przeskoczymy do takich rozwiazan na wyjsciowej stronie, zacznijmy od nowych parametrow projektowanego tunera zapoczatkowanego w czesci I i kontynuowanego w czesci II. Chcielismy zaprojektowac tuner antennowy na pasmo 7MHz i z listy zalecanych wartosci wybralismy wtorna cewke o indukcyjnosci 12μH (i reaktancji 528Ω na tej czestotliwosci) i do tego cewke pierwotna 1.2μH (i reaktancji 53Ω). Pojemnosc wymagana dla rezonansu byla 43 pF. Jako obciazenie (RL) wybralismy rezystancje 1500Ω. Jak w poprzednich czesciach bedziemy kontynuowali projektowanie z rezystywnymi obciazeniami i oszczedzimy sobie reaktywne obciazenia na pozniej.
Z wybranymi wartosciami i zalozonym k = 0.6 wzajemna reaktancja indukcyjna byla 100Ω. Robocze Q obwodu wtornego bylo okolo 2.8 (co mowi nam ze wszystkie oblicznia sa przyblizone, jako ze wzory so dokladne tylko dla Q > 10). Uzyskamy RA = 54Ω dla rezystywnego obciazenia 1500Ω.
Po drugie, przyjrzyjmy sie jeszcze raz podstawowym wzorom ktore pomoga nam zrozumiec dzialanie indukcyjnie sprzezonych tunerow, tak w aspekcie roboczego Q jak i stosunku rezystancji obciazenia do reaktancji komponentow obwodu wtornego.
gdzie RA jest rezystywna impedancja w obwodzie pierwotnym przetransformowana z obwodu wtornego, k jest wspolczynnikiem sprzezenia, XLP jest reaktancja cewki obwodu pierwotnego, RL jest rezystancja obciazenia, XLS jest reaktancja cewki obwodu wtornego (i oczywiscie kondensatora), a Q jest dobrocia obciazonego obwodu.
Stosunek rezystancji obciazenia do indukcyjnej reaktancji cewki (albo Q) jest krytyczny dla uzyskania pozadanej wartosci RA. Jesli ten stosunek zostanie zmieniony, wtedy musimy zmienic ktoras ze zmiennych we wzorze tak aby uzyskac taka sama wartosc impedancji wejsciowej. Dla nieprzestrajanego wtornego rownoleglego obwodu rezonansowego i nieprzestrajanej cewki pierwotnej jezeli Q wzrasta ze wzrostem rezystancji obciazenia wtedy wspolczynnik sprzezenia musi sie zmniejszyc. W tych samych warunkach, jesli rezystancja obciazenia sie zmniejsza, w ten sposob obnizajac Q, musimy zwiekszyc k. Jednakze jestesmy juz blisko praktycznego limitu wspolczynnikow sprzezenia dla cewek powietrznych.
Dodatkowo, wiele obciazen tunerow z ktorymi bedziemy mieli do czynienia beda mialy rezystancje o wiele mniejsza niz 1500Ω. Zakres od 200 do 1000Ω jest chyba najbardziej typowy dla symetrycznych feederow. Bez watpienia, potrzebujemy sporo elastycznosci jesli chodzi o wartosci elementow w obwodzie wtornym.
Zmienny Stosunek L-C
W miare zmniejszaniem rezystancji obciazenia, mozemy po prostu odpowiednio zmniejszyc indukcyjna reaktancje cewki i utrzymac w ten sposob oryginalna wartosc Q. Wygladaloby na to ze to posuniecie pozwoliloby nam na utrzymanie tej samej cewki w obwodzie pierwotnym i tego samego wspolczynnika sprzezenia caly czas otrzymujac ta sama wartosc RA. Jest jednak z tym pewien problem, o ktorym za chwile. Zacznijmy jednak zakladajac ze utrzymamy wspolczynnik sprzezenia i cewke obwodu pierwotnego. Mozemy sobie wtedy wyobrazic modyfikacje do naszego podstawowego ukladu tunera jak na Rys. 1.
Rys. 1 pokazuje szeregowy kondensator na wejsciu, ale na razie, uzyjmy go tylko aby skasowac indukcyja reaktance cewki obwodu pierwotnego tak ze zrodlo bedzie obciazone czysto rezystywnym obciazeniem. W obwodzie wtornym widoczne sa odczepy na cewce do ktorych podlaczony jest kondensator zmienny, tak wiec rezulatem jest obwod rezonansowy o zmiennym stosunku L do C, zaleznym od wybranego odczepu. Jako ze kazdy odczep reprezentuje inna indukcyjnosc tak wiec indukcyjna rektancja rowniez odpowiednio sie zmieni. To oczywiscie wymaga nowej wartosci reaktancji pojemnosciowej dla rezonansu i nowej wartosci pojemnosci. Jako ze w ten sposob zmniejszamy inukcyjnosc i indukcyjna rektancje, nowe, mniejsze wartosci rezystancji obciazenia beda potrzebne aby przywrocic Q jego poprzednia wartosc.
Jako male cwiczenie, ponizsza tabela przedstawia wartosci jakie mozemy otrzymac w takim przypadku, uzywajac naszego przykladowego tunera jako punktu wyjscia:
Wartosci komponentow tunera dla stalej wartosci Q i zmiennego obciazenia
RL (W) XLS=XCS (W) L (mF) C (pF)
1500 528 12.0 43
1350 475 10.8 48
750 265 6.0 86
300 105 2.4 215
Table 1. Wartosci komponentow tunera dla stalej wartosci Q i zmiennego obciazenia.
Tabela daje nam uzyteczne wartosci w dol do przynajmniej 750Ω obciazenia. Jednakze ponizej tej wartosci, pojemnosciowa reaktancja kondensatora zmiennego potrzebna aby doprowadzic cewke z odczepami do rezonansu rosnie do znacznie trudniejszego poziomu. Jesli uzyjemy kondensatora o pojemnosci 250 pF, wtedy szybkosc zmiany pojemnosci znacznie sie zwieksza, jezeli jednak uzyjemy kondensatora o pojemnosci tylko 100 pF, wtedy bedzie on za maly dla pokrycia nizszych rezystancji obciazenia RL. To limituje zakres zastosowania zmiennego ztosunku L do C w obwodzie wtornym, ale nie jest jeszcze wspomnianym poprzednio problemem.
Problemem jest po prostu to, ze aby zredukowac indukcyjna reaktancje cewki obwodu wtornego, musimy oczywiscie zredukowac jej indukcyjnosc. W praktyce, przez eliminowanie zwojow w cewce obwodu wtornego zmienimy rowniez stosunek cewki obwodu pierwotnego do cewki obwodu wtornego, tym sammym zmieniajac wzajemna indukcyjnosc i oczywiscie wspolczynnik sprzezenia. Utrzymanie wspolczynnika sprzezenia bedzie w takim razie wymagalo zmiany polozenia cewki.
Wzor wiazacy k i XM daje nam pojecie o wielkosci wymaganej zmiany. Jesli k ma pozostac niezmienione, wtedy wzajemna induktancja musi sie zmniejszyc proporcjonalnie do pierwiastka kwadratowego stosunku zmiany indukcyjnosci albo indukcyjnej reaktancji cewki obwodu wtornego.
Pomimo ze system gdzie dobierana jest indukcyjna reaktancja cewki odpowiednio do rezystancji obciazenia tak aby utrzymac stale Q jest wykonalny dla pojedynczego pasma, to ma on jednak szereg wad w link-sprzezonych tunerach projektowanych do pokrycia wiekszosci pasm na falach krotkich. Po pierwsze, liczba odczepow staje sie za duza dla typowego przelacznika i reczne przelaczanie odczepow moze sie stac koniecznoscia. Po drugie, na wyzszych pasmach wiekszosc cewki pozostaje nie wykorzystana. Jako ze cewki zawsze maja pewna pojemnosc pomiedzy sasiednimi zwojami, wiec mozliwe jest ze znaczna czesc niewykorzystanej cewki bedzie w rezonansie na roboczej czestotliwosci albo jednej z jej harmonicznych.
Transformacja Impedancji Obciazenia
Pewna ilosci potencjalnych problemow zwiazanych ze zmiennym stosunkiem L do C w strojonym obwodzie wtornym moze buc uniknieta przez pozostawienie tego stosunku bez zmiany. Aby sobie poradzic z rezystancjami obciazenia mniejszymi niz naturalna wartosc RL, wartosciami ktore, przy danej LP i eartosci k, transformuja obciazenie do impedancji wejsciowej okolo 50Ω, wpierw zaprojektujemy dopasowanie do naturalnej wartosci RL. W naszym przykladzie jest to 1500Ω. A nastepnie uzyjemy dodatkowa cewke Lo ktora przetransformuje to do impedancji obciazenia 50Ω.
Rys. 2 przedstawia taki sposob zmiany transformacji. Dodatkowy, indukcyjnie sprzezony obwod jest dodany pomiedzy oryginalnym obwodem wtornym i obciazeniem. Ta nowa cewka nazwana jest LO, cewka obciazenia. Mozna nawet dodac do niej dodatkowy kondensator szeregowy, CL, ktory pozowlilby nam na doprowadzenie tej cewki do rezonansu na roboczej czestotliwosci.
Transformacja impedancji pomiedzy LS i LO dziala dokladnie tak samo jak we wzorach na transformacje impedancji pomiedzy LS i LP. Jako ze w tym przypadku zainteresowani jestesmy w stosunku impedancji obwodu wejsciowego do obwodu wyjsciowego, mozemy przeksztalcic wzor (1) tak aby wyrazal on stosunek impedancji:
gdzie RP jest rezystywna impedancja obwodu pierwotnego, RS jest rezystywna impedancja obwodu wtornego, XLP jest indukcyjna reaktancja cewki obwodu pierwotnego, XLS jest indukcyjna reaktancja cewki obwodu wtornego, a k jest wspolczynnikiem sprzezenia. Wartosc k, wyraza oczywiscie funkcje XM, czyli wzajemna induktancje pomiedzy cewkami. Chyba ze k=1, stosunek impedancji pierwotnej do wtornej bedzie zawsze mniejszy niz stosunek reaktancji cewek. Jako ze reaktancja kazdej z cewek jest bezposrednio zalezna od jej rozmiarow, albo dla danej srednicy cewki i ilosci zwojow na jednostke dlugosci jak i rzeczywistej ilosci zwojow, stosunek impedancji pierwotnej do impedancji wtornej bedzie zawsze mniejszy niz stosunek ich ilosci zwojow.
W przypadku kiedy uzwojenie obciazenia nie jest w rezonansie wtedy ten stosunek zmieni sie jeszcze wiecej z uwagi na obecnosc przetransformowanej wartosci zaleznej od reaktancji cewki obciazenia XLO ktora pojawi sie w strojonym rownoleglym obwodzie wtornym. Ta reaktancja jest zazwyczaj skompensowana przez skorygowane ustawienie kondensatora zmiennego.
Uklad na Rys. 2 nie jest czesto stosowany w praktyce, aczkolwiek jest on efektywnym sposobem przetransformowania niskiej rezystancji obciazenia do wyzszej wartosci wymaganej przez strojony rownolegly obwod rezonansowy. Uzycie dodatkowej cewki komplikuje uklad mechanicznie, szczegolnie jezeli uzyty jest przelacznik odczepow. Moze on jednak byc zastosowany w pewnych przypadkach gdzie potrzebne jest dopasowanie do pojedynczego obciazenia z mozliwoscia niewielkich zmian jego wartosci.
Odpowiednikiem ukladu na Rys. 2 jest rozwiazanie przedstawione na Rys. 3. Jednakze zamiast osobnej cewki, odczepy zostaly dodane do cewki LS zmieniajac uklad w autotransformer. Nic sie nie zmienilo w odniesieniu do zasady dzialania ktora wlasnie przesledzilismy, za wyjatkiem straty kontroli nad wartoscia k. Jednakze typowa praktyka jest robienie odczepow na cewce LS co zwoj albo dwa, zaleznie od jej konstrukcji. Rezultatem jest zdolnosc dopasowania do szerokiego zakresu wartosci RL nizszych niz wymaganych przez cala cewke dla pozadanej impedancji na wejsciu tunera.
Jakkolwiek zalezna od zmian k (albo wspolczunnika sprzezenia) transformacja impedancji, niezbedna do osiagniecia maxymalnego przekazu mocy pomiedzy uzwojeniami, moze byc z grubsza oszacowana jako stosunek kwadratow indukcyjnosci cewek (albo ich reaktancji). W ponizszej tabeli prezentowane sz przyklady obliczone uzywajac jeszcze bardziej uproszczonego obliczenia w ktorym porownane byly ilosci zwojow zaczynajac od cewki zawierajacej 20 zwojow. Jako ze cewka ma odczepy co jeden zwoj, zaczynajac od obu koncow, rzeczywista redukcja jest 2 zwoje na pozycje przelacznika.
Wartosci RL w funkcji przyblizonych stosunkow zwojow Liczba Stosunek do Kwadrat stosunku Przyblizona idealna RL zwojow calej cewki zwojow 20 1.0 1.00 1500 ohms 18 0.9 0.81 1215 16 0.8 0.64 960 14 0.7 0.49 735 12 0.6 0.36 540 10 0.5 0.25 375 Tabela 2. Wartosci RL w funkcji przyblizonych stosunkow zwojow.
Wartosci w Tabeli 2 nie powinny byc interpretowane jako dokladne dla zadnej z rozwazanych cewek. Ich rola jest pokazanie tendencji wartosci kiedy wykorzystane sa odczepy blizej srodka cewki. Zwrocic nalezy uwage ze przy uzyciu tej mothody mozliwe jest osiagniecie dobrego dopasowania do rezystancji obciazenia w okolicy 300Ω. W rzeczywistosci moze sobie ten uklad poradzic z rezystancjami obciazenia nawet tak niskimi jak 25 do 50Ω, aczkolwiek szeregowy obwod rezonansowy jest zalecany dla maxymalnej efektywnosci i wygody. Bedzie on przedyskutowany w nastepnej czesci.
Wartosci RL ktore transformuja sie w gore wystepuja w stopniach. Jednakze zmienne kondensatory, jeden we wtornym obwodzie rezonansowym i drugi szeregowy w obwodzie pierwotnym zazwyczaj latwo sobie radza z wartosciami RL znajdujacymi sie miedzy stopniami. Tak wiec opcjonalny kondensator szeregowy w obwodzie wyjsciowym nie jest na ogol wymagany do dokladnego wyregulowania dopasowania.
Jedna z praktycznych niewygod cewki z odczepami jest to ze efektywne Q rosnie w miare zblizania sie do srodka cewki przy przelacznia odczepow. Im nizsza rezystancja obciazenia tym wyzsze jest Q. To powoduje uniewaznienie danych w Tabeli 2, tyle ze zadko jest to problemem gdy sie ma tyle odczepow i kondensatory zmienne tak na wejsciu jak i w obwodzie rezonansowym. Nidogodnoscia staje sie bardzo ostre strojenie. Im wyzsza jest rezystancja obciazenia, tym nizsze jest Q i tym latwiej jest pokryc cale pasmo amatorskie bez dodatkowego przestrajania. Gdy rezystancja obciazenia jest niska wtedy pokrycie calego pasma moze wymaga wielokrotnego dostrajania obwodu. Jesli rezystancja obciazenia jest bardzo niska wtedy szeregowy strojony obwod wtorny moze sie okazac dobrym rozwiazaniem, dajacym niskie Q i wygodne strojenie.
Druga istotna niewygodnoscia ukladu z odczepami jest koniecznosc ich przelacznia. W wielopasmowych tunerach ilosc odczepow moze latwo przekroczyc mozliwosci dobrej jakosci przelacznikow wielkiej czestotliwosci. Reczne przelaczanie odczepow jest wprawdzie mozliwe ale moze byc bardzo klopotliwe w przypadku wymaganego szybkiego przelaczania np w zawodach. Tak wiec indukcyjnie sprzezone tunery antennowe z odczepami na cewce obwodu wtornego sa czesto stosowane ale glownie w jednopasmowych urzadzeniach, jak np tunerach na 160m gdzie zestaw odczepow wystarcza dla jednej antenny i jedynie dostrajanie kondensatora zmiennego jest wymagane przy przestrajaniu w granicach pasma.
Transformatory Impedancji z Dzielnikami Pojemnosciowymi
Mozna sobie poradzic z niewygoda w uzyciu cewek z odczepami w obwodzie wtornym przez zmiane metody transformowania rezystancji obciazenia do pozadanej wyzszej wartosci. Zamiast zmieniac impedancje uzywajac sprzezenia indukcyjnego, uzyc mozna dzielnika pojemnosciowego, jak pokazane jest na Rys. 4.
Za wyjatkiem kondensatora na wejsciu, schemat jest podobny do ukladu Johnson Match Box. Przez dodanie kondensatora, staje sie on podobny do link-sprzezonego tunera Annecke. Aby sie przyjzec jak pojemnosciowy dzielnik radzi sobie z transformacja impedancji do ktorej poprzenio uzylismy cewke z odczepami, podzielmy uklad na male czesci funkcjonalne. Po pierwsze, jako ze obwod jest zbalansowany, skoncentrujmy sie na niezbalansowanym obwodzie. Jego zasada dzialania jest nieco latwiejsza to zrozumiena.
Na Rys. 5 przechodzimy z niezbalansowanym obwodem strojonym przez kilka stopni. Na Rys. 5B, po prostu dzielimy kondensator strojeniowy z Rys. 5A na dwa rownolegle polaczone kondensatory: CT, ktory pozostanie glownym kondensatorem strojacym obwod, i CD, "pojemnosciowy dzielnik". Nie ma oczywiscie jeszcze mowy o zadnym dzieleniu.
Tuner nad ktorym pracujemy potrzebowal kondensator o pojemnosci 43pF. Mozemy tu uzyc kondensatora zmiennego o maxymalnej pojemnosci 75pF co daloby nam dosc spory zapas w obie strony od teoretycznej wartosci. Jezeli podzielimy ten kondensator na dwie sekcje wtedy sekcja CT moze miec pojemnosc powiedzmy 65pF and sekcja CD 12pF (To sa w sumie tylko dosc wygodne hipotetyczne wartosci ignorujace fakt ze kompletny obwod jest zbalansowany. Wrocimy do tego obwodu z bardziej poprawnymi wartosciami przy koncu tych rozwazan).
W ukladzie z Rys 5C, wymienimy pojedynczy kondensator CD na kondensator roznicowy (split stator). W kondensatorze roznicowym jedna sekcja ma maxymalna pojemnosc kiedy druga znajduje sie w punkcie jej minimalnej pojemnosci. Jezeli ksztalt plytek kondensatora zaprojektowany jest do liniowej zmiany pojemnosci wtedy suma pojemnosci obu sekcji jest w przyblizeniu zawsze taka sama.
W tym przypadku obie sekcje kondensatora polaczone sa szeregowo tak ze ich wypadkowa pojemnosc bedzie sie zmieniac od pewnej bardzo malej pojemnosci (zaleznej od minimalnej pojemnosci kazdej sekcji) do wartosci maxymalnej kiedy plytki rotora kazdej sekcji sa w 50% zaglebine w plytkach statora. Zakladajac ze uzylismy kondensatora zmiennego o maxymalnej pojemnosci 50pF na sekcje, uzyskamy maxymalna wypadkowa pojemnosc 12.5pF z rotorem w polowie zakresu obrotu. Jesli minimalna pojemnosc kazdej sekcji jest 10pF wtedy dla 10pF i 50pF polaczonych w szereg minimalna wypadkowa pojemnosc calosci bedzie minimalnie ponad 8pF. Taki kondensator roznicowy CD wymagalby bardzo niewielkich korekcji dostrojenia kondensatora CT w calym swoim zakresie.
Znacznie wazniejszy jest fakt ze kondensatory roznicowe skladaja sie na dzielnik pojemnosciowy, gdzie rezystor obciazenia dolaczony jest do punktu polacznie obu kondensatorow. Jako ze pojemnosciowa reaktancja jest odwrotnie proporcjonalna do pojemnosci, strona o mniejszej pojemnosci kondensatora roznicowego ma wieksza reaktancje i odwrotnie. Reaktancje ktore odnosza sie do Rys. 5C sa XT (calkowita reaktancja), XU (reaktancja gornej czesci), and XL (reaktancja dolnej czesci). Jako ze reaktancje polaczone sa w szereg, XT = XU + XL.
Rezystancja obciazenia 1500Ω (teoretyczna rezystancja obciazenia ktora transformuje sie do obwodu pierwotnego jako tylko 50Ω) wymagalaby zeby XU byla przy swoim minimum i XL przy swoim maximum. Jako ze minimalna wartosc jest narzucona przez minimalna pojemnosc sekcji kondensatora, pewnien stopien podzialu moze caly czas istniec i rezystancja obciazenia moze sie wydawac nieco wyzsza niz jej rzeczywista wartosc 1500Ω.
Dla rezystancji obciazenia mniejszych niz 1500 Ω, kondensator roznicowy ustawiony jest w jakiejs posredniej pozycji tak ze obciazenie pojawia sie na obwodzie strojonym tak blisko wartosci idealnej jak to jest tylko mozliwe. Jako zgrubne przyblizenie ignorujace niektore z czynnikow istniejacych w rzeczywistym obwodzie, rezystancja obciazenia, to be matched zmienia sie jako stosunek kwadratu reaktancji obziazenia do kwadratu calkowitej reaktancji roznicowego kondensatora zmiennego. Ponizsza tabela ilustruje ta zaleznosc.
Wartodsci RL jako funkcja Przyblizonych Stosunkow Reaktancji Kondensatora
CU XCU CL XCL XT XL RL
(idealnie = 1500W)
10 2273 50 455 2728 .17 43
25 909 25 909 1818 .50 375
40 455 10 2273 2728 .83 1041
Tabela 2. Wartodsci RL jako funkcja Przyblizonych Stosunkow Reaktancji Kondensatora.
I jeszcze raz, wartosci w tabeli nie dokladne i przedstawiaja jedynie tendencje zmian. Oczywiste jest ze pewne regulacje stosunku L-C w obwodzie wtornym musialyby byc dokonane aby mogl on sobie poradzic z wyzszymi rezystancjami obciazenia co wynika ze tego ze obciazenie o rezystancji nieco ponad 1000Ω widziane jest jako 1500Ω rownolegle do obwodu strojonego. Jest jednakze ewidentne ze obwod wykorzystujacy dzielnik pojemnosciowy zdolny jest do poradzenia sobie z szerokim zakresem rezystancji obciazenia nawet jesli zbudowany jest z podzespolow o ograniczonych wartosciach.
Nie ma zadnego powodu dla ktorego sekcje zmiennego kondensatora roznicowego musialyby miec takie same pojemnosci maxymalne. Pojemnosc na sekcje moze byc dobrana w zaleznosci od wymaganego zakresu XcL do Xt. Jednakze, w wielopasmowych tunerach ktore maja pokryc pasma 80m do 10m dobor komponentow bedzie kompromisem. Rezultatem jest to ze zakres rezystancji obciazenia pokrytych przez tuner moze silnie zalezec od czestotliwosci.
Aby powrocic do calkowicie zbalansowanego ukladu pokazanego na Rys. 4 bedziemy potrzebowali uzyc podwojnego kondensatora roznicowego. Jako ze calkowita pojemnosc szeregowo polaczonych sekcji kondensatora ma byc 75pF, bedziemy potrzebowali 150+150pF kondensator zmienny (chociaz kondensator o pojemnosci 100+100 pF tez da nam niezbedne 43 pF wymagane w przykladzie). Podobnie, dla 12.5 pF wypadkowej pojemnosci szeregowej maximum dla podwojnego kondensatora roznicowego (kiedy rotor jest w polowie obrotu obu sekcji), bedziemy potrzebowali maxymalna pojemnosc 100 pF na sekcje.
I na koniec jeszcze jedna zaleta podwojnego zmiennego kondensatora roznicowego: strojenie jest ciagle i nie wymaga stopni przelaczania jak w przypadku cewki z odczepami. Konsekwencja jest to ze precyzyjne strojenie jest mozliwe dla dowolnej rezystancji obciazenia w zakresie pracy dzielnika pojemnosciowego. Pozwala to na obejscie sie bez potrzeby uzycia szeregowego kondensatora zmiennego w obwodzie wyjsciowym tunera, i rzeczywiscie Johnson Match Box go pominal. Annecke go jednak uzyl aby dac operatorowi dodatkowa elastycznsc. Ta elastycznosc oznacza ze wiecej niz jeden zestaw ustawien da 1:1 SWR na wejsciu dla danej rezystancji obciazenia. Najlepszym z nich jest ten ktory zapewni najwieksza moc na wyjsciu, a to wymaga miernika typowo nie instalowanego w tunerze antennowym.
Koncowe Uwagi o Przyblizeniach
Konieczne jest dodanie do wszystkich dotychczasowych ostrzezen jedna koncowa uwage ze wszystkie tabele przedstawione w tej czesci bazowane sa na zalozeniu ze pewne inne wartosci pozostaja niezmienione. W praktyce jednak te wartosci beda sie zmienialy i zmienia tez i wartosci w tabelach. Tak wiec wyniki obliczen przedstawione w tabelach sa jedynie orientacyjne.
Pomimo ze mozliwe jest dokladne obliczenie dosc dokladnych wartosci komponentow w kazdym dowolnie wybranym przykladzie, to jednak wymagaloby to posiadania wszystkich zwiazanych z tym danych. W przypadkach gdzie takie dane sa dokladnie znane mozna uzyc kompletnych procedur przedstawionych w szczegolach w starym opracowaniu opublikowanym przez wydawnictwo Ryder zwanym Impedance Matching, broszura w serii "Electronic Technology Series" z konca lat 1950-tych (opracowany przez Alexandra Schure). Stosowny rozdzial ma tytul "Transformer as Impedance Matching Device".
Nie bylo celem tego artykulu prezentowanie kompletnych wzorow matematycznych. Zaciemnily by one wyjasnienie zasad dzialania w nim przedstawionych i ich zastosowanie byloby bardzo ograniczone, jesli w ogole uzyteczne, w projektowaniu dzialajacego link-sprzezonego tunera antennowego. Jako ze praktyczne tunery antennowe pokrywaja szeroki zakres rezystancji obciazenia i Qs, ich rzeczywiste projektowanie jest w zasadzie kombinacja przyblizonych obliczen i pracy experymentalnej. W dalszej czesci zaprezentowane beda tabele zalecanch wartosci bazowanych na praktycznym doswiadczeniu w ktorych, mam nadzieje, zasady dzialania okaza sie ewidentne.
Dobry link-sprzezony tuner antennowy musi dostarczyc maximum elastycznosci w strojeniu, prezentowac dobre dopasowanie impedancji i dostarczyc maximum mocy na wyjsciu, wszystko to jednoczesnie. Jak na razie, obwod na Rys. 4 okazuje sie najbardziej zblizony do tego idealu.
Część IV: Obwody Szeregowe i Reaktancja L. B. Cebik, W4RNL (Tlumaczenie: Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX)
Część I: Sprzężenie Indukcyjne Część II: Wejście Tunera Część III: Wyjście Tunera Część IV: Szeregowe Obwody i Reaktancja Część V: Podzespoły, Konstrukcja i Pomiary
Kazdy tuner antennowy, czy to bazujacy na obwodzie dopasowujacym czy link sprzezony, ma swoje ograniczenia. Zaden uklad nie moze dopasowac kazdego mozliwego obciazenia do typowego 50Ω wyjscia nadajnika. Dwa z takich ograniczen to reaktancja w obciazeniu i bardzo niskie wartosci rezystancji obciazenia. W tej czesci przyjrzymy sie obu problemom i typowym sposobom ich rozwiazania. Istnieje rowniez i trzecie ograniczenie na tunerze antennowym projektowanym do pokrycia wszystkich pasm amatorskich. Z tym problemem bedziemy sobie radzic w nastepnej czesci po zapoznaniu sie z uwagami na temat podzespolow, konstrukcji i pomiarow.
Wplyw Reaktancji
Jak do tej pory, mielismy do czynienia wylacznie z rezystywnymi obciazeniami. Naszym celem bylo utrzymanie obliczen, niewazne jak przyblizonych, rozsadnie prostych. Ale nieuchronnie przyznac musimy ze typowe obciazenie sklada sie z dwoch skladnikow, rezystancji i reaktancji.
Arytmetycznie, istnieja dwa sposoby poradzenia sobie z reaktancjami jako czescia obciazenia. W niektorych zastosowaniach lepiej jest traktowac oba skladniki razem jako liczbe urojona typowo zapisywana jako R ± jX, gdzie oba, R i X przedstawiane sa w Ω. W innych zastosowaniach mozemy je oddzielic. W zastosowaniu do tunerow antennowych reaktancje moga typowo byc traktowane oddzielnie na wyjsciu do obciazenia.
Rys. 1 jeszcze raz przedstawia podstawowy link-sprzezony uklad tunera. Zdecydowalismy sie na poczatku aby uzyc uproszczony uklad cewki z odczepami aby dopasowac niskie obciazenia rezystywne do calkowitego obwodu rezonansowego. Jako pierwszy krok, przymierzmy sie jeszcze raz do rezystywnego obciazenia 1500Ω podlaczonego rownolegle do rownoleglego obwodu rezonansowego L-C. Na 7 MHz, z cewka obwodu wtornego o indukcyjosci 12μH (i reaktancji 528Ω na tej czestotliwosci) i cewka obwodu pierwotnego o indukcyjnosci 1.2μH (i reaktancji 53Ω), rezonansowa pojemnosc obwodu wtornego byla 43 pF. Wybralismy nasze 1500Ω rezystywne obciazenie (RL) do pracy z zalozonym wspolczynnikiem sprzezenia k = 0.6 (i wzajemna reaktancja indukcyjna (M rowna 100Ω). Robocze Q wtornego obwodu rezonansowego bylo w przyblizeniu 2.8 i to dalo nam RA = 54Ω.
Jednakze, Rys. 1 przedstawia zespolona impedancje obciazenia z szeregowo polaczonymi wartosciami R ± jX. Typowo zespolone impedancje antenn i feederow antennowych podawane sa jako szeregowe polaczenie komponentow. Aby przeanalizowac sytuacje potrzebujemy zamienic na jej rownolegla kombinacje uzywajac standardowych wzorow:
gdzie RP i XP sa rownoleglymi zamiennikami szeregowych wartosci RS i XS, przedstawionych jako RL i XL na Rys. 1. Rys 2 pokazuje zastepcze schematy, na razie uzywajac wtornego obwodu tunera.
Zwrocmy uwage ze XP jest teraz podlaczone rownolegle do XLS i XCS, ktore sa reaktancjami odpowiednio, cewki i kondensatora obwodu wtornego. Jesli zamienna rownolegla reaktancja obciazenia XP jest indukcyjna, wtedy calkowita indukcyjna reaktancja bedzie rownoleglym polaczeniem XLS i XP. I, podobnie, jezeli zastepcza rownolegla reaktancja obciazenia jest pojemnosciowa, wtedy calkowita pojemnosciowa reaktancja bedzie rownoleglym polaczeniem XCS i XLP.
Jako ze wiekszosc kalkulatorow posiada wygodna funkcje odwrotnosc (1/X), typowo, znacznie wygodniej jest zamienic rownolegle reaktancje na rownolegle susceptancje (przewodnosci), ktore sie po prostu dodaje aby znalesc ich wypadkowa wartosc w polaczeniu rownoleglym. Innymi slowami,
gdzie XT jest wypadkowa rownolegla reaktancja, XP jest zastepcza rownolegla reaktancja szeregowej reaktancji obciazenia, a XXS jest albo XLS albo XCS, zaleznie od analizowanej kombinacji.
Tabela ponizej ilustruje zmiany w rownoleglej kombinacji dla naszego standardowego rezystywnego obciazenia 1500Ω dla roznych szeregowych reakcyjnych obciazen XL, bedacych w umiarkowanej proporcji.
Rownolegle Indukcyjne i Pojemnosciowe Reaktancje wraz z Reaktancjami Obciazenia
RL=RS XL=XS RP XP XLT XCT
1500 -500 1667 - 5000 528 -477
1500 -200 1527 -11450 528 -505
1500 200 1527 11450 505 -528
1500 500 1667 5000 477 -528
Uwaga: wszystkie wartosci w W.
Table 1. Wypadkowa rownolegla indukcyjna (XLT) i pojemnosciowa (XCT) reaktancje z rektancjami obciazenia.
Zastepcze rownolegle rezystywne obciazenie nie zmienia sie specjalnie z dodaniem umiarkowanej (XL < 1/3 RL) reaktancji do obciazenia. Wartosci reaktancji ktore sie teraz dodaly do obwodu rezonansowego sa wystarczajaco duze aby wymagane bylo pewne przestrojenie kondensatora zmiennego dla przywrocenia rezonansu. W przypadku gdy reakcyjne obciazenie ma charakter pojemnosciowy wtedy kondensator musi miec nieco mniejsza pojemnosc (i wieksza reaktancje pojemnosciowa) aby pokryc strate wywolana przez zastepcze rownolegle reaktancje pojemnosciowa obciazenia.
W przypadku kiedy reaktancja obciazenia ma charakter indukcyjny, pojemnosc kondensatora trzeba zwiekszyc aby zmniejszyc jego pojemnosciowa reaktancje i przywrocic rezonans dla cewki obwodu rezonansowego ktorej indukcyjna reaktancja zmniejszyla sie przez dodanie zastepczej rownoleglej indukcyjnej reaktancji obciazenia. Wtedy jednakze, wartosci innych komponentow tunera nie beda optymalne do zapewnienia transformacji do 50Ω w obwodzie pierwotnym, co moze wymagac ich dodakowej regulacji, wlaczajac w to przelaczenie odczepow na cewce.
Kiedy obciazenie jest przetransformowane z nizszej na wyzsza wartosc potrzebna przez wtorny obwod strojony dla transformacji do pozadanej impedancji po stronie pierwotnej, nie tylko rezystywna czesc impedancji idzie w gore, rowniez reaktywna czesc wzrosnie. W wiekszosci przypadkow, glownym zadaniem tej transformacji jest zmniejszenie wplywu kondensatora zmiennego w obwodzie wtornym na kompensacje zmian wypadkowej reaktancji rownoleglej. Wplyw ten jest specjalnie widoczny kiedy uzywane sa obciazenia z reaktancjami indukcyjnymi ktore, kiedy analizowane w ich zastepczej rownoleglej konfiguracji powoduja dosc znaczna zmiane indukcyjnej reaktancji komponentow obwodu strojonego. Kondensator zmienny moze okazac sie dosc znacznie odstrojony, czego rezulatem moze byc dosc znaczne odstrojenie obwodu rezonansowego od roboczej czestotliwosci (w formie XLS = XCS). To z kolei spowodowac moze znacznie wyzszy prad krazacy w obwodzie rezonansowym i spadek sprawnosci przekazania mocy do obciazenia. Straty te sa jednakze na ogol bardzo niskie jezeli uzyta cewka ma wysokie Q i robocze Q obwodu rezonansowego jest utrzymywane na niskim poziomie.
Warunek maxymalnej sprawnosci nie zawsze moze byc osiagniety, szczegolnie jezeli stosunek reaktancji do rezystancji obciazenia jest duzy. Dodatkowo, im wieksze jest Q , tym wezszy jest zakres czestotliwosci pokrytych bez przestrajania tunera. Warunki te odnosza sie tak do tunera uzywajacego cewki z odczepami jak i uzywajacego dzielnika pojemnosciowego do dopasowania w szerokim zakresie obciazen.
Ulepszona Kompensacja Reaktancji
Jak wczesniej bylo wspomniane, mozliwe jest odseparownia rezystywnych i reaktywnych skladnikow obciazenia widzianych przez tuner. Tym sposobem mozemy znalezc sposob na skompensowanie reaktancji zanim stanie sie ona czescia wartosci strojonego obwodu wtornego. Rys. 3 przedstawia kilka tego sposobow.
Na Rys 3A i 3B, koncentrujemy sie na reaktancjach na wyjsciu tunera w ich szeregowej konfiguracji. Jesli reaktancja jest indukcyjna wtedy uzywamy pary mechanicznie sprzezonych kondensatorow zmiennych - po jednym z kazdej strony linii - tak aby dostarczyc jednakowej wartosci ale odwrotnego znaku reaktancji pojemnosciowej. Jesli reaktancja na wyjsciu tunera jest pojemnosciowa wtedy wstawimy w szereg pare cewek tak aby dostarczyc jednakowej wartosci ale przeciwnego znaku reaktancji indukcyjnej. W obu przypadkach wypadkowa reaktancja bedzie rowna zeru, i tuner bedzie widzial tylko rezystywne obciazenie.
Szeregowa kompensacja jest typowo dosc trudna od strony mechanicznej, szczegolnie kiedy trzeba uzyc zmiennych podzespolow. Po pierwsze, odpowiednie kompensujace elementy musza byc wlaczone w obie strony co jest istotne dla zachowania balansu. Po drugie sprzezone podzespoly sa przesadnie duze, szczegolnie cewki. Dlatego tez szeregowa kompensacja jest zadko uzywana.
Na Rys. 3C i 3D koncentrujemy sie na reaktancjach w ich rownoleglej konfiguracji. Takie przksztalcenie pozwala nam na uzycue albo cewki albo kondensatora rownolegle do linii tak aby dostarczyc jednakowej wartosci ale o przeciwnym znaku reaktancji i skasowac wypadkowa reaktancje obciazenia. Przewaznie pojedyncze podzespoly sa uzywane w takiej roli. Symetria moze przy tym nieco ucierpiec z uwagi na niesymetryczna konstrukcje takich podzespolow, ale nie na tyle aby spowodowalo to jakis powazny problem dla wspolpracy tunera z feederem. Metody uzyte do przelaczania pasm i odczepow powinny byc tak zaprojektowane aby wylaczaly obie strony elementow kompensujacych kiedy nie sa one uzywane.
Uzycie ulepszonej kompensacji reaktancji jest oczywiscie zarezerwowane dla obciazen z bardzo duzymi reaktancjami ktore moga powaznie utrudnic regulacje kondensatora zmiennego dla osiagniecia dopasowania i niepotrzebnie podniesc robocze Q obwodu albo feedera. Szeregowe reaktancje w tym zakresie zazwyczaj przeksztalacaja sie w umiarkowane zastepcze reaktancje rownolegle bedace w zakresie kompensacji reaktancji gdy uzyte sa dobrej jakosci typowe podzespoly. Kiedy szeregowe reaktancje sa niskie albo umiarkowane wtedy wiekszosc zwyklych ukladow tunerow moze sobie z nimi latwo poradzic. W takich przypadkach ich rownolegle odpowiedniki moga sie znalesc daleko poza zakresem regulacji elementow kompensujacych.
Jako przyklad, szeregowa reaktancja 200Ω w Tabeli 1 nie stanowi problemu dla naszego przykladu tunera. Jednakze kompensacja z uzyciem rownoleglych elementow to juz zupelnie inna sprawa. Pojemnosciowa reaktancja obciazenia wymagalaby kompensujacej indukcyjnosci 260μH, indukcyjna reaktancja wymagalaby kompensujacego kondensatora o pojemnosci zaledwie 2 pF na roboczej czestotliwosci 7MHz. Nie trzeba dodawac ze zadna z nich nie jest praktyczna wartoscia, szczegolnie jesli chodzi o zmienne podzespoly.
Długość Feedera
Alternatywnym sposobem na zredukowanie reaktancji na wejsciu dowolnego tunera jest zmiana dlugosci feedera pomiedzy antenna i tuneram.
Kazdy feeder jest rowniez transformatorm impedancji na kazdym odcinku jego dlugosci co kazde 180°. Jesli impedancja w punkcie zasilania antenny jest dokladnie taka sama jak charakterystyczna impedancja (ZO) feedera, wtedy impedancja wzdluz calej dlugosci feedera jest stala i rowna ZO. Jezeli jednak ta impedancja rozni sie od charakterystycznej impedancji ZO feedera wtedy wartosc impedancji, jak wyrazona przez R ± jX, zmienia sie caly czas cyklicznie wzdluz odcinkow feedera o dlugosci 180° (½ dlugosci fali), niezaleznie od tego czy impedancja antenny w punkcie zasilania jest czysto rezystywna czy tez jest kombinacja rezystancji i reaktancji.
Dla kazdej zespolonej impedancji antenny w jej punkcie zasilania ktora nie jest rowna charakterystycznej impedancji (ZO) feedera, moga istniec dlugosci feedera ktore transformuja ja do jakiejs latwej kombinacji R ± jX dla danego ukladu tunera, jak rowniez dlugosci ktore moga transformowac impedancje antenny do wartosci lezacych poza zakresem strojenia tunera. Tak wiec, mozna znalesc dlugosci feedera ktore wspomagaja tuner w kompensacji reaktancji i maxymalizacji mocy przekazanej do feedera.
Sprobujmy rozwazyc nieco trudniejszy przyklad antenny aby sie przekonac jak to dziala. Zalozymy ze na 7MHz antenna prezentuje w punkcie zasialania impedancje 1828 + j1826Ω. Zakladajac ze uzywamy plaski kabel TV o impedancji 450Ω i wspolczynniku skrocenia 0.95, mozemy uzyskac nastepujaca tabele wartosci impedancji wzdluz odcinka kabla o dlugosci 180°. (Podobne tabele z wartosciami co 5° mozna uzyskac uzywajac programu bedacego czescia kolekcji HAMCALC VE3ERP. Obliczenia zakladaja kabel bez strat, ale dla projektowania uzycia kabla z tunerem antennowym dokladnosc bedzie zupelnie wystarczajaca.)
Rezystancje i Reaktancje wzdluz feedera 450W Dlugosc Feedera Impedancja Stopnie Stopy* Rezystancja (W) Reaktancja (W) 0 0 1828 1826 10 3.7 3173 -1291 20 7.4 857 -1513 30 11.1 334 - 970 40 14.8 179 - 662 50 18.5 116 - 469 60 22.3 85 - 333 70 26.0 69 - 226 80 29.7 60 - 136 90 33.4 55 - 55 100 37.1 55 22 110 40.8 57 101 120 44.5 64 187 130 48.2 77 285 140 51.9 100 407 150 55.6 146 571 160 59.3 249 820 170 63.0 545 1245 180 66.7 1828 1826 Tabela 2. Rezystancje i Reaktancje wzdluz feedera 450W dla typowej antenny.
* 1 stopa = 0.3048m (uwaga VE3ABX)
Jesli dlugosc feedera musi byc wieksza niz ½ dlugosci fali, wystarczy dodac wielokrotnosc 66.7 stop do dlugosci prezentowanych w tabeli aby otrzymac praktycznie takie same wartosci. Ale teraz jak juz mamy tabele, czego bedziemy szukac?
Otoz szukamy teraz odcinka feedera gdzie wartosci reaktancji sa niskie. Uzyskanie wartosci reaktancji rownej zeru nie jest konieczne, ale wartosci ponizej 200Ω beda zdecydowanie w zakresie regulacji kazdego praktycznie tunera. Zauwazmy ze wartosci reaktancji przechodza przez zero w dwoch miejscach. Jednakze wykres wartosci reaktancji nie jest sinusoida. Pomiedzy 0 i 10 stopni, reaktancja gwaltownie sie zmienia z wysokiej indukcyjnej do wysokiej pojemnosciowej. Jako ze proces ten znacznie utrudnia znalezienie wlasciwej dlugosci nalezy unikac tego obszaru. Pomiedzy 90 i 100 stopni, reaktancja powoli przechodzi przez 0. W tym miejscu dokladna dlugosc feedera staje sie znacznie mniej krytyczna. Na 7MHz ta idealna dlugosc bedzie mniej wiecej 36 stop, jednakze ± 7 do 10 stop w obie strony nie jest dla tunera problemem.
Jako ze prawie kazda antenna wielopasmowa moze byc computerowo symulowana z rozsadna dokladnoscia na wszystkich pasmach na ktore jest zaprojektowana, mozliwe wiec jest zebranie pelnego zestawu rezystancji i reaktancji w punkcie jej zasilania. Wystarczy teraz wstawic te wartosci impedancji do programu obliczajacego transformacje impedancji i otrzymac wykres impedancji na wejsciu feedera w funkcji jego dlugosci. Przez przeanalizowanie wykresow impedancji na kazdym pasmie mozliwe jest znalezienie najmniejszej ilosci roznych dlugosci feedera jakie pozwola na latwe dopasowanie tunera.
Przy odrobinie szczescia, moze sie okazac ze istnieje taka pojedyncza dlugosc feedera ktora pozwoli na latwe dopasowanie tunera na wszystkich pasmach. Jesli dwie albo wiecej roznych dlugosci feedera sa wymagane, wtedy przelaczanie albo reczne dodawanie wymaganych dodatkowych odcinkow feedera na pasmach gdzie jest to wymagane moze okazac sie koniecznoscia. Oczywiscie wszystkie zasady ostroznego traktowania linii symetrycznymaja tu zastosowanie. Praktyczny proces przelaczania wymaga troche pomyslowosci ze strony operatora stacji. Przelaczanie feedera jest czesto znacznie tansze i mniej skomplikowane niz instalowanie i przelaczanie kompensujacych cewek i kondensatorow na wejsciu tunera.
Niskie Impedancje i Szeregowe Polaczenia
Jako ze tunery z rownolegle strojonym pojemnosciowy dzielnikiem w obwodzie wtornym zdolne sa do dopasowania obciazen w zakresie od mniej niz 50Ω do kilkuset Ω, skoncentrowalismy sie poczatkowo na podlaczeniu obciazenia do rownoleglego wtornego obwodu tunera. Istnieja jednakze antenny ktore prezentuja obciazenia w zakresie 5 do 100Ω i ktore moga wykorzystac szeregowy obwod wtorny w tunerze. Rys 4 pokazuje typowy uklad.
Typowe wartosci pojemnosci kondensatora i indukcyjnosci cewki sa tak podobne do ich odpowiednikow w polaczeniu rownoleglym, ze spokojnie utrzymac mozemy takie same wartosci jak w naszym rozwazanym przykladzie tunera: 12μH dla obwodu wtornego i 1.2μH dla obwodu pierwotnego. Ich reaktancje beda odpowiednio 528Ω i 53Ω. Reaktancja kondensatora szeregowego bedzie oczywiscie tez 528Ω w idealnym rezonansie, tak wiec kazda sekcja uzytego kondensatora bedzie musiala dostarczyc polowe tej wartosci, dokladnie jak w tunerze z rownoleglym obwodem rezonansowym. Dla calkowitej pojemnosci 43pF obie sekcje musza miec co najmniej 86pF kazda. Nie moze to jednak byc typowy podwojny kondensator zmienny (tzw split stator-common rotor) ale mechanicznie sprzezone, wzajemnie izolowane dwa kondensatory zmienne. Niektore kondnsatory zmienne pozornie wygladajce jak zwykle podwojne systemy sa w rzeczywistosci tak skonstruowane i zawieraja zwore ktora przeksztalca je w podwojny system z uziemionym rotorem. W polaczeniu szeregowym obie sekcje kondensatora sa odseparowane od ziemi.
Wzory sluzace do obliczenia obwodu szeregowego roznia sie na pozor znacznie od wzorow uzytych to zaprojektowania obwodu rownoleglego jaki analizowalismy. Jednakze, jako ze wszystko wraca do punktu wyjcia, przyjzyjmy sie troche tym wzorom.
W szeregowo strojonym indukcyjnie sprzezonym tunerze, gdzie obwod wtorny z zalozenia jest w rezonansie, wejsciowa impedancja jest funkcja wzajemnej indukcyjnosci i rezystancji obciazenia:
gdzie RA jest impedancja na wejsciu, XM jest reaktancja wzajemnej indukcyjnosci, i RL jest rezystancja obciazenia, wszystkie wartosci w [Ω].
I jeszcze raz, XM jest zalezne od wspolczynnika sprzezenia (k) w ten sposob:
gdzie XLP jest reaktancja cewki obwodu pierwotnego a XLS jest reaktancja cewki obwodu wtornego, obie w [Ω]. To rownanie pozwala nam zamiane wyrazenia XM2 we wzorze (4) na jego odpowiednik:
gdzie wszystkie wyrazenia maja takie same znaczenia jak poprzednio.
Inaczej niz w przypadku rownoleglego obwodu strojonego, robocze Q szeregowego obwodu rezonansowego jest
Jesli zamienimy wyrazenia XLS i RL na Q, wtedy otrzymamy
ktore jest tym samym rownaniem ktore uzylismy do analizy rownoleglego obowdu strojonego w poprzednich dwoch czesciach.
Tunery z szeregowym obwodem rezonansowym sa typowo uzywane z niskimi wspolczynnikami sprzezenia aby osiagnac dopasowanie niskich impedancji do wejsciowej impedancji tunera. Jesli zgodzimy sie ze zadana wartosc RA bedzie rowna reaktancji cewki obwodu pierwotnego (okolo 50Ω), wtedy
gdzie wszystkie zmienne byly juz poprzednio zdefiniowane.
Przez uzycie wzoru (9) z wartosciami naszego projektowanego przykladu tunera, mozemy zbudowac mala tabele praktycznych wartosci wspolczynnika sprzezenia k dla uzyskania dopasowania do 50Ω dla roznych rezystancji obciazenia.
Wartosci k dla dopasowania roznych obciazen do 50W Rezystancja Obciazenia Robocze Q Wymagane k (RL) (XLS/RL) dla dopasowania do 50W 100 5.3 0.44 50 10.6 0.31 25 21.1 0.22 10 52.8 0.14 Table 3. Wartosci k dla dopasowania roznych obciazen do 50W gdzie XLS = 528W.
Tabela wyraznie pokazuje tendencje zmian, ale widac w niej takze gwaltowny wzrost Q w miare obnizania rezystancji obciazenia. Wysokie Q w szeregowym obwodzie rezonansowym powoduje dokladnie taki sam efekt jak w rownoleglym obwodzie rezonansowym - bardzo ostrege strojenie i koniecznosc ciaglego dostrajania przy nawet malych zmianach roboczej czestotliwosci.
I dodatkowo, obecnosc reaktancji w obciazeniu powoduje koniecznosc korekcji regulacji kondensatora zmiennego tak aby przywrocic rezonans. W przypadkach gdzie reaktancja obciazenia jest pojemnosciowa, suma reaktancji komponentow w rezonansie moze byc utrzymana, jako ze zwiekszenie pojemnosci kondensatora zmiennego zmniejsza jego reaktancje do wartosci ktora kompensuje wplyw reaktancji feedera: wynikowa reaktancja pojemnosciowa jest taka sama jak reaktancja indukcyjna cewki w rezonansie. Jezeli jednak reaktancja obciazenia jest indukcyjna, dodaje sie ona wtedy do reaktancji indukcyjnej cewki. To wymaga zmniejszenia pojemnosci kondensatora zmiennego tak aby dopasowac sume reaktancji indukcyjnych w obwodzie i przywrocic rezonans. Wynikiem tego jest wyzsza reaktancja w rezonansie, co powoduje wzrost roboczego Q i zwieksza niewygode (rownoczesdcie zwiekszajac mozliwosc komplikacji) typowo zwiazana z wysokim Q.
Zasadniczo najwygodniejszym sposobem pozbycia sie wysokiej reaktancji obciazenia w praktyce amatorskiej jest zmiana dlugosci feedera. Robiac to jednak, znajdujemy zazwyczaj taka dlugosc feedera ktora wprawdzie daje nam niska jego reaktancje ale rownoczesnie wyzsza wartosc jego rezystancji. Jako ze sa osiagalne uklady tunerow antennowych z rownoleglym obwodem rezonansowym zdolne do dopasowania obciazen 50Ω a nawet mniej, rezultatem jest stopniowe zanikanie tunerow z szeregowym obwodem rezonansowym.
Generalnie, tunerem antennowym z wyboru jesli chodzi o tunery ze sprzezeniem indukcyjnym, jest uklad uzywajacy cewki z odczepami albo dzielnik pojemnosciowy, zaprojektowany do dopasowania szerokiego zakresu impedancji obciazenia. Uklad uzywajacy cewki obwodu wtornego z odczepami, jakkolwiek uzyteczny nawet z zastosowaniu do wielopasmowych tunerow antennowych z reczna zmiana odczepow, uzywany jest najczesciej w jednopasmowych tunerach, powiedzmy na 160m. W takich tunerach, po znalezieniu wlasciwych ustawien, dalsze zmiany nie sa typowo wymagane w czasie ich uzywania. Tunery takie sa tez i tansze w budowie jako ze lutowanie odczepow na cewce jest generalnie znacznie tansze i latwiejsze niz znalezienie odpowiedniego kondensatora roznicowego dla alternatyvnego rozwiazania.
W wielopasmowych tunerach dzielnik pojemnosciowy pozwala na bezstopniowe strojenie pokretlem na plycie frontowej tunera dla roznych wartosci impedancji obciazenia. Wielosekcyjny przelacznik ceramiczny przelaczajacy cewke dla roznych pasm, razem ze zmiennym kondensatorm obwodu rezonansowego i opcjonalnym zmiennym kondensatorem szeregowym na wejsciu pozwala na szybka zmiane pasma i czestotliwosci.
Przyjzelismy sie dokladnie podstawom teorii i podstawowym ukladom indukcyjnie sprzezonych tunerow antennowych. Do przeanalizowania pozostaly nam kwestie dotyczace wartosci podzespolow i ich parametry, zasady montazu i pomiary dla zapewnienia najlepszych rezultatow. Zajmiemy sie tym w jeszcze jednej czasci.
Cześć V: Podzespoly, Konstrukcja i Pomiary L. B. Cebik, W4RNL (Tlumaczenie: Janusz Z. Ŀokaj VE3ABX)
Część I: Sprzężenie Indukcyjne Część II: Wejście Tunera Część III: Wyjście Tunera Część IV: Szeregowe Obwody i Reaktancja Część V: Podzespoły, Konstrukcja i Pomiary
Kwestie dotyczace indukcyjnie sprzezonych tunerow antennowych jakie nam pozostaly do przeanalizowania to podzespoly i ich parametry, konstrukcja i zasady montazu jak rowniez pomiary dla zapewnienia najlepszych mozliwych rezultatow.
Przyjzyjmy sie im kolejno.
Skoncentrujemy sie przy tym na uklady z rownoleglymi obwodami rezonansowymi w obwodzie wtornym, zarowno z odczepami jak i dzielnikami pojemnosciowymi, zaprojektowanymi dla szerokiego zakresu impedancji obciazen. Rys. 1 przedstawia uproszczony schemat obu rodzajow ukladow. Uzyjemy wyrazen CP, CS, i CD dla oznaczenia kondensatorow w obwodzie pierwotnym, wtornym i dzielniku pojemnosciowym (jezeli jest uzyty). LP i LS oznaczaja cewki obwodu, odpowiednio, pierwotnego i wtornego.
Wartosci Podzespolow
Nie istnieje magiczny zestaw wartosci podzespolow dla indukcyjnie sprzezonych tunerow. Istnieja za to sytuacje ktorych powinnismy unikac i do tego pewna liczba rozsadnych kompromisow w projektowaniu. Sytuacja ktorej powinnismy unikac to zbyt duzy stosunek wartosci CS do LS. Niskie wartosci indukcyjnosci oznaczaja niskie wartosci reaktancji indukcyjnej. To, z kolei, obniza nieobciazone Q uzytej cewki i w konsekwencji powieksza straty w cewce.
ARRL Antenna Book z 1960 zaleca reaktancje 500Ω jako rozsadny kompromis dla obwodu wtornego. Ta wartosc pozwala na zbudowanie cewki o stosunkowo wysokim Q i o wymiarach porownywalnych do wymiarow kondensatora zmiennego wymaganego do tego samego obwodu. Ponizsza tabela zawiera wartosci podzespolow policzone dla tej reaktancji, nie tylko dla wtornego, ale takze dla obwodu pierwotnego (zakladajac dopasowanie do 50Ω impedancji nadajnika). Lista zostala powiekszona o pasma WARC.
Zalecane wartosci podzespolow dla link-sprzezonego tunera
Pasmo LS CLS L CP
160 42 mH 170pF 4.2mH 1700pF
80-75 22 90 2.2 900
40 12 45 1.2 450
30 8 32 0.8 320
20 6 23 0.6 225
17 4.5 18 0.45 180
15 4 15 0.4 150
12 3.2 13 0.32 130
10 2.9 12 0.29 120
Tabela 1. Zalecane wartosci podzespolow dla link-sprzezonego tunera.
Kilka, bardzo praktycznych rzeczy mozna sie dowiedziec z tych wartosci. Pierwsze co rzuca sie w oczy na tej liscie, to jest powod dla ktorego producenci tunerow antennowych rzadko probuja pokryc pasmo 160m w wielopasmowych tunerach. Cewka na to pasmo bedzie z grubsza dwa razy wieksza - dla dowolnego poziomu mocy - niz cewka na pozostale pasma. I podobnie duzy bedzie kondensator strojeniowy. Szeregowy kondensator zmienny w obwodzie wtornym moze wymagac albo uzycia jego podwojnej wersji, albo dodania stalego kondensator rownolegle do kondensatora zmiennego o pojemnosci 1000pF.
Generalnie, problemy z rozmiarami podzespolow na pasmo 160m powoduja ze projektowane sa glownie tunery z cewka obwodu wtornego z odczepami (zamiast dzielnika pojemnosciowego). Odczepy co 2 albo 3 zwoje od konca cewki w dol do jej 50% dlugosci wystarcza dla wiekszosci spotykanych obciazen. Dla danego systemu antennowego, z chwila znalezienia wlasciwych odczepow, zmiany nie powinny byc juz wiecej wymagane. I wtedy moze byc mozliwe uzycie dobrej jakosci ceramicznego przelacznika do przelaczania odczepow.
Drugie na naszej liscie rzeczy jakich dowiedzielismy sie z zalecanych wartosci podzespolow jest praktycznosc uzycia link-sprzezonego tunera na pasmach 80-10m. Dla bardzo prostego ukladu tunera, odczepy na cewce moga byc uzyte, ale dzielnik pojemnosciowy moze sie okazac znacznie lepszy z uwagi na jego ciagle pokrycie zakresu strojenia. Podwojny roznicowy kondensator zmienny powinien w zupelnosci wystarczyc do dzielnika pojemnosciowego.
Jesli uzyty zostanie szeregowy kondensator w obwodzie pierwotnym wtedy moze sie okazac mozliwe pokrycie pasm 12 i 10m w jednej pozycji przelacznika pasm. I podobnie, mozliwe tez okazac sie moze pokrycie pasm 17 i 15m. Potrojny, 6-cio pozycyjny przelacznik powinien wtedy wystarczyc na pokrycie wszystkich pasm.
Nalezy tez zwrocic uwage ze cewka obwodu pierwotnego tez powinna miec odczepy do zmiany pasma. Zaleznie od konstrukcji cewki, mozna probowac pokryc dwa sasiednie pasma jednym odczepem, jako ze robienie odczepow na czesciach zwoja moze okazac sie niewygodne fizycznie. Odczepy na cewce obwodu pierwotnego sa typowo robione tylko na jednym jej koncu. To moze powodowac ze jej pozycja moze nie byc optymalna dla wszystkich pasm. Taki minimalny blad ustawienia zazwyczaj nie powoduje istotnych negatywnych skutkow.
Parametry obwodu szeregowego moga byc zmienione pozwalajac na uzycie mniejszego kondensatora szeregowego przez zwiekszenie cewki obwodu pierwotnego. Indukcyjnosci dwa, a nawet trzy razy wieksze niz zalecane moga byc uzyte na pasmie 80m, pozwalajac na uzycie szeregowego kondensatora zmiennego o pojemnosci w zakresie 350-500pF. W miare wzrostu czestotliwosci, odczepy na cewce moga sie znalesc blizej ich optymalnych zalecanych wartosci , jako ze wymagany do rezonansu kondensator znalazlby sie w zakresie zastosowanego mniejszego kondensatora.
W miare wzrostu czestotliwosci w strone gornego konca fal krotkich, zakres strojenia kondensatorow zmiennych w poblizu minimum ich pojemnosci nie pozwoli na latwe strojenie. Jesli nawet Q obwodu jest wystarczajaco niskie to jednak wymagane ustawienia pokretel moga sie okazac za ostre. Idealem by bylo uzycie oddzielnych tunerow antennowych, jeden na pasma 80-20m i drugi na pasma 20-10m. Tuner na pasma 20-10m moglby uzyc mniejszych kondensatorow i wiekszych odstepow miedzy zwojami cewek. Jednakze 80-10m tuner antennowy jest zazwyczaj jedynym wyborem mozliwym do uzycia z centralnie zasilanymi symetrycznymi antennami wielopasmowymi.
Generalnie, zakladajac ze ma sie wystarczajaco miejsca, laczac rownolegle dwa kondensatory zmienne, jeden o duzej pojemnosci maxymalnej i drugi o mniejszej pojemnosci maxymalnej mozna uzyskac wieksza eleastycznosc w ich strojeniu. Oba kondensatory powinny miec taka sama wytrzymalac napieciowa. Na 14MHz i wyzej wiekszy kondensator jest skreceony na minimum i do strojenia wykorzystuje sie mniejszy kondensator. Ponizej 14MHz mniejszy kondensator ustawiany jest mniej wiecej w polowie i strojenie dokonywane jest przy pomocy duzego kondensatora. W tym zakresie mniejszy kondensator moze byc uzyty do dokladnego dostrajania. Jako ze system taki wymaga wiecej miejsca, jego alternatywnym rozwiazaniem jest uzycie przekladni i duzego kondensatora.
Tabela 1 podaje sume pojemnosci rownoleglego strojonego obwodu wtornego. Podwojne kondensatory zmienne sa typowo uzywane aby zachowac symetrie ukladu. Kazda sekcja powinna miec pojemnosc dwa razy wieksza niz wartosc w tabeli aby ich wypadkowa pojemnosc byla rowna zalecanej wartosci.
Zmiana wartosic podzespolow nie szkodzi specjalnie wspolczynnikowi sprzezenia tak dlugo jak wystarczajaca elastycznosc jest utrzymana w szeregowym rezonansowym obwodzie pierwotnym i transformujacym impedeancje obciazenia obwodzie wtornym. Ograniczenia pokazuja sie glownie w zakresie impedancji obciazenia z jaki tuner moze sobie poradzic. Zmiana dlugosci feedera moze zazwyczaj dostarczyc wartosci obciazenia w zakresie mozliwosci tunera.
Parametry Podzespolow
Najlepiej jest przeanalizowac podzespoly po jednym na raz.
Podzespoly indukcyjne: Dla umiarkowanych poziomow mocy do okolo 200 wat, cewki powietrzne o srednicach 2 do 2.5 cala i o gestosci nawiniecia 8 zwojow na cal sa bardzo praktyczne. Otrzymujemy w ten sposob cewki o rozsadnych wymiarach i dobrym Q w calym zakresie fal krotkich. Q cewki typowo zmniejszy sie w gornym zakresie czestotliowsci. Dla pasma 160m cewka o wiekszej srednicy moze byc wymagana aby utrzymac jej dlugosc w rozsadnym zakresie.
Umiejscowienie linku w centrum cewki obwodu wtornego jest zazwyczaj rozwiazane na jeden z dwoch sposobow. W prostszym rozwiazaniu link jest nawiniety na karkasie cewki uzwojenia wtornego pomiedzy jej polowami. Taki system bedzie dzialal, ale z bardzo ograniczonym zakresem wspolczynnikow sprzezenia. Scislejsze sprzezenie moze byc uzyskane przez umieszczenie linku na cewce obwodu wtornego.
Prad na jaki cewka wtornego obwodu rezonansowego musi byc zaprojektowana oszacowany moze byc z prostego wzoru:
gdzie IC to jest szacunkowy maxymalny prad krazacy w obwodzie [A], QL jest roboczym Q tunera, P jest moca nadajnika, i RL jest rezystancja obciazenia [Ω] w rezonansie. Dla maxymalnej wartosci Q okolo 10, mocy nadajnika 100 watt, i rezystancji obciazenia 5000Ω, maxymalny prad bedzie okolo 1.4 A. Jesli uzyjemy naszego idealnego przykladu rezystancji obciazenia 1500Ω i Q = 2.8, wtedy prad bedzie rowny tylko 0.7 A.
Zwiekszenie mocy ze 100 do 1500 watt podniesie prad krazacy w obwodzie rezonansowym o pierwiastek kwadratowy stosunku mocy. W omawianym przykladzie bedzie to odpowiednio do 5.4A i 2.7 A. W zastosowaniach do duzej mocy, przewod o rozmiarze AWG #12 (American Wire Gauge - srednica ok. 2.25mm - VE3ABX) jest generalnie wystarczajacy, a przewod AWG #14 (srednica ok. 1.78mm) moze byc uzyty przy srednich poziomach mocy.
Przy bardzo malych poziomach mocy, takich jak przy pracy QRP (5 watt albo mniej), teoretycznie mozliwe jest uzycie przewodu tak cienkiego jak AWG #20 (ok. 0.2mm) albo nawet AWG #22 (ok. 0.16mm). Jednakze, przy tak malych poziomach mocy, caly wysilek skierowany powinen byc na minimalizowanie strat. Duze srednice przewodu dla duzych pozimow mocy nie gwarantuja minimalnych strat, a jedynie to ze moc wydzielana w cewce nie spowoduje zadnych problemow. Srednice przewodow z punktu widzenia strat powinne byc wieksze, i dla poziomow mocy QRP przewod AWG #18 (ok. 0.24mm) albo grubszy jest zawsze dobrym wyborem dla cewek o miminalnych stratach.
Prad w cewce obwodu pierwotnego jest funkcja jej reaktancji i poziomu mocy. Na przyklad, jesli uzyjemy cewki z reaktancja ok 50Ω, to przy mocy 100 watt prad bedzie ok. 1.4 A. Patrzac na to w inny sposob, to prad bedzie prawie taki sam jak maxymalny prad krazacy w strojonym obwodzie wtornym. Tak wiec, zalecana srednica przewodu dla obwodu pierwotnego bedzie taka sama jak dla obwodu wtornego.
Kondensatory: Glownym problemem z jakim mamy do czynienia w cewkach jest nagrzewanie pradem wielkiej czestototliwosci. Jest to problem w ktorym czas jest jednym z czynnikow, i krotkotrwale okresy intensywnego nagrzewania nie powoduja zadnych szkod. W przypadku kondensatorow, glownym problemem jest iskrzenie, ktore moze byc spowodowane nawet bardzo krotkotrwalym przepieciem na kondensatorze.
Napiecie na szeregowym kondensatorze obwodu pierwotnego bedzie funkcja jego reaktancji i poziomu mocy. jesli 50Ω reaktancja pojemnosciowa jest uzyta, wtedy przy mocy 100 watt, szczytowe napiecie na kondensatorze bedzie 1.4 razy wieksze niz napiecie r.m.s.(skuteczne), czyli okolo 100V. Przy mocy 1500 watt, to napiecie szczytowe wzrosnie o pierwiastek kwadratowy stosunku mocy i osiagnie ok. 385V. Takie napiecia leza w zakresie wytrzymalosci napieciowej powietrznych kondensatorow zmiennych uzywanych w odbiornikach, i ktore sa czesto uzywane dla osiagniecia duzych pojemnosci potrzebnych na pasmie 80m.
Jesli na pasmie 80m pojemnosc jest zredukowana do 1/3 jej zalecanej warotsci t.j. 1000 pF, wtedy jej pojemnosciowa reaktancja wzrosnie 3 razy. W takim przypadku szczytowe napiecie przy mocy 100 watt bedzie ok. 170V. Przy mocy 1500 watt napiecie szczytowe na kondensatorze wzrosnie do okolo 665V. Kondensator zmienny o wiekszych odstepach miedzy plytkami bedzie wtedy wymagany.
W strojonym obwodzie wtornym, napiecie szczytowe jest 1.4 razy wieksze niz napiecie r.m.s na obwodzie strojonym. Napiecie na wyjsciu tunera jest funkcja poziomu mocy i rezystancji obciazenia, gdzie
Np uzywajac obciazenia 5000Ω i mocy 100 watt, napiecie szczytowe bedzie ok. 1000 V. W przypadku obciazenia 1500Ω i takiej samej mocy, szczytowe napiecie spadnie do 540 V. Przy mocy rzedu 1500 watt, napiecia szczytowe wzrosna do odpowiednio, 3870 i 2100 V. Jednakze, szczytowe napiecia poza rezonansem moga byc znacznie wieksze.
Rzeczywiste napiecie iskrzenia w kondensatorze zalezy od wielu czynnikow, wlaczajac w to ostrosc krawedzi jego plytek, jak rowniez jakosc i wilgotnosc powietrza otaczajacego kondensator. Generalnie, kondensatory wybierane sa ze sporym marginesem. Kondensatory na napiecie 1500V sa typowo uzywane przy mocy 100 watt, kondensatory na 3 kV przy 250 watts, i kondensatory na 7 kV przy maxymalych mocach uzywanych przez amatorow. Takie wartosci daja ok. 2:1 margines bezpieczenstwa w zbalansowanych (symmetrycznych) obwodach z uzyciem podwojnych kondensatorow zmiennych, gdzie kazda sekcja kondensatora widzi tylko polowe szczytowego napiecia na feederze.
Czesto zaniedbanym elementem w konstrukcji kondensatora zmiennego jest wielkosc jego obudowy i uzyte materialy. Duze i scisle zamykajace metalowe obudowy moga ograniczyc minimalna pojemnosc kondensator zmiennego. Kondensatory E. F. Johnson uzyte w produkownych przez ta firme tunerach serii Match Box mialy zrobionych szkielet z uzyciem minimalnej ilosci metalu do ich budowy i cechowaly sie bardzo mala pojemnoscia minimalna. Takie, i podobne, kondensatory sa bardzo pozadane do budowy tunerow dla pokrycia calego zakresu fal krotkich (80 do 10m), szczegolnie w strojonym rownoleglym obwodzie wtornym.
Konstrukcja kondensatora jest rownie wazna w utrzymaniu balansu w stosunku do masy. Podwojne kondensatory zmienne sa naturalnie zbalansowane, majac z grubsza jednakowy wplyw rozproszonej pojemnosci metalowej obudowy lub innych metalowych elementow na obie czesci. Pojedyncze kondensatory zmienne, jakkolwiek uzyteczne, maja tendencje do wytracania ukladu z rownowagi przez pojemnosc ich obudowy do masy.
Jesli chodzi o dzielniki pojemnosciowe, to uzyte w nich kondensatory zmienne uzywane sa w lancuchu 4 szeregowo polaczonych kondensatorow rownolegle do obwodu. Pelne napiecie rozdziela sie w takim przypadku na 4 czesci. Jednakze przy obecnosci znaczacej reaktancji feedera napiecie to nie rozlozy sie rowno na 4 czesci. Z tego tez powodu kondensatory te dobierane sa tak samo jak podwojne kondensatory zmienne.
W trakcie strojenia indukcyjnie sprzezonego tunera, pewne kombinacje ustawienia moga spowodowac bardzo wysokie napiecia na kondensatorach ukladu. Z tego tez powodu wstepne strojenie tunera powinno zawsze byc robione przy najnizszej mozliwej mocy aby zapobiec iskrzeniu.
Przelaczniki Obrotowe: Przelaczniki obrotowe uzywane do zmiany pasm albo przelaczania odczepow powinny miec duze i dobrze od siebie oddalone kontakty. Powinny byc one zrobione z uzyciem ceramiki wielkiej czestotliwosci. Dla sredniego poziomu mocy standardowe plytki przelacznikowe o srednicy 1.25 cala sa typowo wystarczajace. Dla wiekszych mocy wieksze plytki przelacznikowe z wiekszymi kontaktami i odleglosciami miedzy kontaktami powinny byc uzyte.
Przelacznik zwierajace, t.j. przelaczniki ktore zwieraja ze soba wszystkie poprzedzajace pozycje sa preferowane nad zwyklymi przelacznikami. Zwieranie niewykorzystanych zwojow cewki obwodu wtornego eliminuje niektore problemy zwiazane ze strata mocy powodowana przez prady krazace w tych zwojach. Jednakze, tylko experymantalnie mozna stwierdzic czy miedzyzwojowe pojemnosci w kombinacji z niewykorzystanymi zwojami znajda sie w rezonansie na jakichs harmonicznych roboczej czestotliwosci. To tez jest powodem dodawania dodatkowej pozycji na cewce w wielopasmowych tunerach, z grubsza dostrojonej do 5 do 5.5MHz. Aczkolwiek odczep ten moze okazac sie uzyteczny w niektorych przypadkach z trudnym obciazeniem na 80 i 40m, jego zasadnicza funkcja jest zredukowanie wielkosci zwartych sekcji cewki przy pracy na pasmach powyzej 40m.
Podlaczenia: Wejscie w kazdym tunerze antennowym robione jest jako standardowe zlacze koncentryczne. Wyjscie do feedera wykorzystuje ceramiczne przepusty. Zaciskane koncowki oczkowe albo widelcowe sa zazwyczaj uzywane tak w srodku tunera jak i na zewnatrz do zrobienia polaczen do izolatorow przepustowych. Ceramiczny material Steatite, wynaleziony 3/4 wieku temu, caly czas jest materialem uzywanym z wyboru do pracy w zakresie fal krotkich.
Konstrukcja i Uzywanie
Indukcyjnie sprzezony tuner antennowy jest zasadniczo kombinacja pasywnych podzespolow i sam nie produkuje zadnej mocy. Tak wiec ekranowanie, powszechnie stosowane do urzadzen generujacych moc wielkiej czestotliwosci, jest raczej opcjonalne. Doskonale dzialajace tunery moga byc zmontowane na plastykowych plytach albo umieszczone w atrakcyjnych obudowach zrobionych z drewna czy tez plexiglasu. Jedynym istotnym wymaganiem jest izolowanie osi i pokretel sluzacych do regulacji i strojenia tak aby uniknac mozliwosci kontaktu z napieciami wielkiej czestotliwosci jak i odstrajania tunera przez dotykanie reka jego elementow. Bezpieczenstwo osob przebywajacych z operatorem jak i samego operatora jest dobrym powodem dla ktorego tuner powinien byc obudowany.
Jesli uzyta jest metalowa obudowa, powinna ona byc wystarczajaco duza aby podzespoly byly dobrze oddalone od metalowych powierzchni. Te srodki ostroznosci maja na celu zredukowanie pojemnosci rozproszonych ktore moga negatywnie wplynac na zakres regulacji kondensatorow zmiennych, szczegolnie na wyzszych czestotliwosciach. Ponadto dlugie i solidne izolujace ceramiczne wsporniki powinny byc uzyte do umocowania podzespolow ktore musza byc odizolowane od masy.
Rozmieszczenie podzespolow powinno byc w zgodzie z generalnymi zasadami montazu obwodow wielkiej czestotliwosci, ze specjalna uwaga na utrzymanie balansu symetrycznego obwodu wtornego. Oznacza to ze odpowiadajace sobie polaczenia po obu stronach obwodu wtornego powinny byc tak krotkie jak to jest tylko mozliwe i przy tym powinny miec taka sama dlugosc i odleglosc od innych podzespolow. Polaczenia te powinny uzywac przewodu o takiej samej srednicy jak uzyty w cewce. Plytki przelacznika tez powinny byc w pozycji zapewniajacej najlepszy balans.
Po stronie pierwotnej rowniez powinny byc uzyte krotkie i grube polaczenia. Jezeli cewka obwodu pierwotnego jest w pewnym oddaleniu od zlacza wejsciowego wtedy odcinek kabla koncentrycznego powinien byc uzyty dla ich polaczenia.
Polaczenia do masy powinny byc skupione w mozliwie malej przestrzeni aby zmniejszyc mozliwsc powodowania znacznych pradow krazacych tych polaczeniach. Nawet w przypadku uzycia metalowej obudowy sluzacej jako masa, wszystkie polaczenia do obudowy powinny byc skoncentrowane w jednym miejscu, i co jest jednakowo wazne, mozliwie jak najkrotsze.
Wejsciowe i wyjsciowe uklady pomiarowe, jesli zintegrowane z tunerem, powinny byc izolowane od pol elektrycznych otaczajacych glowne podzespoly tunera. Mierniki i czesci ukladow pomiarowych zawierajace prad staly powinny byc izolowane przez umieszczenie ich w ekranowanych metalowych obudowach jak najdalej od cewek i kondensatorow.
Wejsciowa strona tunera jest typowo niezbalansowana i wymaga uziemiena. Idealnie, powinno to uziemienie byc wspolne dla reszty urzadzen radiostacji.
Pare opcji istnieje jesli chodzi o zbalansowany obwod wtorny tunera. Zazwyczaj srodek cewki nie jest podlaczony do masy ("floats" ang.), glownie z uwagi na trudnosci zwiazane z koniecznoscia umiejscowienia linku dokladnie w jej srodku. Czesto srodek podwojnego kondensatora zmiennego (czyli jego obudowa) i punkt zlaczenia kondensatorow dzielnika pojemnosciowego sa podlaczane do masy glownie jako wygodna koniecznosc kiedy uzywana jest metalowa obudowa albo chassis. To podlaczenie jest jednakze opcjonalne (aczkolwiek dobra praktyka jest laczenie razem srodka roznicowych kondensatorow z rotorem glownego kondensatora strojacego.)
Podlaczenie do masy srodka cewki obwodu wtornego dostarcza punktu odniesienia dla obu stron feedera i obwodu wtornego. Jednakze dostarcza ono takze punkt bezposredniego sprzezenia dla sygnalow lezacych poza odbieranym pasmem. Takie niepozadane sprzezenie jest znaczaco zredukowane kiedy wszystkie elementy obwodu wtornego nie sa w bezposrednim kontakcie z reszta. Znalezienie najlepszego rozwiazania dla kazdej indywidualnej sytuacji moze wymagac troche experymentowania. Odseparowany obwod wtorny moze byc bardzo uzyteczny w tunerach na 160m, gdzie bliskosc bardzo silnych stacji radiofonicznych wymaga mozliwie jak najlepszej filtracji.
Zestrojenie tunera antennowego polega na znalezieniu wlasciwych ustawien dla uzyskania maxymalnej mocy na wyjsciu i 1:1 SWR na wejsciu. Wstepne strojenie jest generalnie seria prob uzyskania jakichkolwiek wynikow, jako ze parametry obciazenia nie sa zazwyczaj znane. W tunerze uzywajacym odczepow na cewce obwodu wtornego, powinno sie zaczac od sprobowania jednej ze zbanasowanych par odczepow (oczywiscie przy niskim poziomie mocy). Nastepnie doprowadza sie obwod wtorny do rezonansu za pomoca kondensatora zmiennego, co pokazywane jest jako zmniejszenie sie ("dip" ang.) odczytu miernika SWR (wbudowanego do tunera albo zewnetrznego) podlaczonego po wejsciowej stronie tunera. Szeregowy kondensator zmienny jest nastepnie uregulowany dla uzyskania jak najnizszego wskazania tego miernika. Dokladne dostrojenie uzyskuje sie przez kolejne minimalne dostrajanie obu kondensatorow na zmiane. Jezeli uzyta para odczepow nie pozwoli na uzyskanie SWR rownego 1:1 wtedy sprobowac nalezy nastepna pare odczepow az do uzyskania dobego dopasowania.
Celem tego procesu jest uzycie pary odczepow najblizszej koncom cewek pozwalajacej na uzyskanie idealnego dopasowania. Taka para odczepow reprezentuje najnizsze robocze Q obwodu i zapwnia najszersze pasmo i prace w ramach wybranego pasma bez koniecznosci zmian ustawienia przy zmianach czestotliwosci. Typowo uzyskuje sie wtedy tez i najwieksza moc na wyjsciu. Jednakze, jak pokazuje praktyka, mozliwe jest czasem (bardzo rzadko) znalezienie idealnego dopasowania kiedy wiekszosc pradu krazy w obwodach tunera zamiast pojawiac sie w obciazeniu.
W tunerze uzywajacym dzielnik pojemnosciowy, odczep na cewce jest zmieniany tylko przy zmianie pasma i pozostaje staly dla danego pasma. Regulacje so dokonywane za pomoca szeregowego kondensatora w obwodzie pierwotnym i kondensatora zmiennego wtornego obwodu rezonansowego. Cel jest jednak ten sam: najnizsze robocze Q (i szerokie pasmo strojenia) ktore caly czas pozwala uzyskac idealny odczyt SWR na wejsciu. Jako ze nieprzezroczysta obudowa i proste znaki odniesienia na pokretlach kondensatorow zmiennych maja tendencje do przeslaniania tego co sie dzieje w dzielniku pojemnosciowem, wiec szerokosc pasma strojenia moze sie okazac jedynym wskazaniem najlepszego dopasowania.
Wszystkie finalne ustawienia powinny byc zanotowane i zaznaczone na obudowie tunera. Nie tylko ulatwi to strojenie przy zmianach czestotliwosci, ale dostarczy rowniez punktu odniesienia dla diagnozy systemu antennowego. Jesli wymagane ustawienia zmieniaja sie w czasie, zmieniaja sie okresowo albo raptownie zmieniaja sie na nowe, stale ustawienia, oznacza to ze system antennowy wymaga przegladu.
Pomiary
Dwa pomiary sa wazne dla kazdego tunera antennowego: dopasowanie wejscia do nadajnika (i odbiornika) i relatywna moc wyjsciowa. Bardzo typowo poprzestaje sie tylko na pierwszym z nich i po prostu zaklada sie ze drugi nie jest potrzebny. Takie podejscie nie jest dobra praktyka.
Monitor wejscia zazwyczaj zawiera miernik SWR zmontowany w obudowie tunera albo zewnetrzny, wlaczony w linie pomiedzy tunerem a nadajnikiem. Kazdy z nich dziala rownie dobrze. Jako ze uklady miernikow SWR sa szeroko rozpowszechnione wiec nie wymagaja one specjalnych komentarzy, moze za wyjatkiem przypomnienia ze ich czesc po stronie pradu stalego powinna byc dobrze ekranowana od pol elektrycznych wytwarzanych przez elementy tunera.
Pomiary wyjscia zawsze byly niepotrzebnie skomplikowane, jako ze typowo zalecane sa mierniki pradu wielkiej czestotliwosci. Mierniki takie sa trudne do zdobycia, szczegolnie z zakresami uzytecznymi dla zakresow mocy uzywanych przez amatorow. Dla wiekszych poziomow mocy , zarowki w szereg z wyjsciem moga sluzyc jako alternatywne rozwiazanie.
Jako ze typowy tuner antennowy moze miec do czynienia z szerokim zakresem impedancji obciazenia ktorych rzeczywiste wartosci nie sa latwe do znalezienia, prawdziwa moc wyjsciowa nie jest celem takich pomiarow. Wydajna praca tunera jest podstawa uzyskania maxymalnej mozliwej mocy na wyjsciu dla dowolnej mocy wyjsciowej. Tak wiec wskaznik mocy wzglednej jest wystarczajacy dla wiekszosci nie-laboratoryjnych zastosowan.
Dla dowolnej impedancji obciazenia, tak prad jak i napiecie wzrosna w miare wzrostu mocy. Oba rosna z pierwiastkiem kwadratowym wzrostu mocy. I dlatego tez prosty wskaznik napiecia moze byc dolaczony do wyjscia tunera na stale. Testowane napiecie moze byc wyprostowane, wyfiltrowane i nastepnie zmierzone voltomierzem. Dla pomiarow wzglednych, w ktorych potrzebujemy sledzic wzrost i spadek napiecia w trakcie regulacji, analogowy miernik jest preferowany.
Rys. 2 przedstawia podstawowy schemat wzglednego miernika wyjscia. Wysoko-opornosciowe dzielniki napiecia polaczone sa miedzy kazda strona wyjscia i masa. Uzyte oporniki powinny byc rzedu MW, ale dokladna wartosc powinna byc znaleziona experymentalnie w zaleznosci od zakresu impedancji obciazenia i poziomu mocy uzywanego przez dana stacje. Diody dzialaja jako pelnookresowy prostownik probkowanego napiecia wielkiej czestotliwosci. Dla poziomow mocy wyzszych niz QRP, uzyc nalezy wysokonapieciowych diod jako zabezpieczenia przed przebiciem wysokim napieciem zwrotnym. Potencjalnie wysoka impedancja ukladu wyjsciowego narzuca wyzszy wymagany poziom filtracji niz zazwyczaj stosowany w ukladach o niskiej impedancji.
W tym podstawowym ukladzie, zwykly potencjometr moze byc uzyty jako regulacja czulosci i byc w takim przypadku jedynym elementem w bloku "Wzm. & Regulacja" na Rys. 2. Wzmacniach operacyjny z wejsciem typu FET w ukladzie wtornika napieciowego dostarcza napiecia i pradu do voltomierza. Dobrym pomyslem jest dodanie diody zenera albo innej formy zabezpieczenia miernika przed nadmiernym napieciem.
Uklad jest otwarty dla niezliczonych usprawnien w bloku "Wzm. & Regulacja", szczegolnie jesli chodzi o zautomatyzowanie przelaczania zakresow dla pokrycia szerokiego zakresu poziomow napiecia dostarczonego przez tuner. Dodatkowy dzielnik napiecia moze byc uzyty jako odniesienie dla ukladu scalonego sterujacego linijke LED dla uzyskania do dziesieciu dekad regulacji. Uklad ten, niezaleznie od sterowania LED wskazujacego ktora dekada jest w uzyciu, moglby tez sterowac uklad scalony przelaczajacy oporniki redukujace napiecie dla kazdego stopnia wzrostu mocy. Takie usprawnienia wymagalyby oczywiscie jakiegos zasilacza a takze doskonalego ekranowania.
Zasadniczym celem tego jest znalezienie sposobow monitorowania wyjscia tunera bez naruszania jego balansu na zadnym poziomie mocy. Przez obserwowanie wzglednego poziomu mocy na wyjsciu tunera, mozemy zapewnic ze nie tylko osiagniete jest prawidlowe dopasowanie na wejsciu tunera, ale rowniez maxymalna moc na jego wyjsciu. W koncu to moc na wyjsciu pracuje w lacznosci, nie dopasowanie.
W krotkim artykule wykorzystane zostaly materialy z wielu zrodel w wysilku najacym na celu zaprezentowanie zasad dzialania i praktycznych aspektow indukcyjnie sprzezonych tunerow antennowych. Jesli tunery takie sa lepiej zrozumiane, byc moze znajda one swoje miejsce obok tunerow antennowych bazowanych na ukladach dopasowujacych, kazdy z nich pracujacy w zakresie do ktorego zostal zaprojektowany i nie bedac zmuszony do grania roli do jakiej nie zostal stworzony. Pomimo prawie pol wieku wysilkow aby zrobic kabel koncentryczny jedynym kablem antennowym w uzyciu przez krotkofalowcow, odkrywaja oni ze linia symetryczna ma wazne miejsce w niezliczonych kombinacjach antenna - linia transmisyjna. I jakakolwiek symetryczna linia transmisyjna jest uzyta, indukcyjnie sprzezony tuner antennowy znajdzie swoje naturalne miejsce.
Część I: Sprzężenie Indukcyjne Część II: Wejście Tunera Część III: Wyjście Tunera Część IV: Szeregowe Obwody i Reaktancja Część V: Podzespoły, Konstrukcja i Pomiary
Uaktualnione 11-25-97. © L. B. Cebik, W4RNL.
Informacje mogą być użyte dla osobistych potrzeb, ale nie mogą być reprodukowane dla publikacji w druku jak i żadnej innej formie bez zezwolenia autora.
Wiele lat intensywnego, aczkolwiek nie zamierzonego zapominania technicznego języka polskiego zrobiło swoje. Decyzja o rozpoczęciu tłumaczenia artykułu wydawała się łatwa: w końcu przecież używam języka polskiego w domu praktycznie bez żadnych problemów. Rzeczywistość okazała się jednak trochę inna. W domu nie rozmawiam o elektronice, a w pracy (oczywiście elektronika) czy w środowisku krótkofalarskim nie rozmawiam po polsku. Najtrudniejsze okazało się znalezienie polskich wyrażeń na pewne, nieraz podstawowe i bardzo często używane pojęcia. Pojęcia które w języku angielskim wydają się tak oczywiste, proste i intuicyjne. W takich przypadkach największym problemem jest znalezienie sformułowania, które nie potrzebowałoby pół strony tekstu, aby je wyjaśnić. Dobrym przykładem jest sformułowanie "to float the..." odnoszące się do odseparowania np. źródła sygnału od obciążenia tak, aby jedno z nich mogło pozostać zbalansowane, a drugie odniesione do masy (nie zbalansowane). Do tej pory nie znalazłem odpowiedniego słowa. (Help!). Z góry przepraszam za niedociągnięcia i mam nadzieję, że tekst jest zrozumiały w stopniu pozwalającym na przyswojenie sobie tematu. Tematu, który jest bardzo ciekawy i łatwy do zrozumienia.
Mowa w artykule jest o powszechnie kiedyś stosowanych w krótkofalarstwie symetrycznych tunerach antenowych, wykorzystujących sprzężenie indukcyjne. Używane one były do dopasowania niesymetrycznego wyjścia nadajnika do symetrycznej drabinkowej linii transmisyjnej - zasilającej symetryczną antenę typu dipol o (z reguły) przypadkowej długości. Zasilana w ten sposób pojedyncza antena z powodzeniem pokrywała wszystkie pasma krótkofalowe.
Oczywiste jest, że w takim zastosowaniu, linia drabinkowa pracowała z zupełnie przypadkowym, i często bardzo wysokim SWR, ale nie miało to znaczenia jako że:
1. Straty takiej linii, nawet z bardzo wysokim SWR, są do pominięcia.
2. Symetryczny tuner antenowy (o którym mowa w artykule) z reguły świetnie sobie z tym poradzi.
Sztuka projektowania tunerów ze sprzężeniem indukcyjnym jest w praktyce na wymarciu (a szkoda) i coraz mniejsza jest dostępność tekstów źródłowych na ten temat. Znacznie podnosi to wartość materiału opracowanego przez W4RNL.
Autor, W4RNL - L. B. Cebik wymaga zezwolenia na jakąkolwiek publikację jego artykułów. Skontaktowany przeze mnie nie tylko wyraził zgodę na tłumaczenie artykułów ale stwierdził, że będzie czuł się zaszczycony, jeżeli spowoduję udostępnienie ich krótkofalowcom w Polsce - co niniejszym czynię.
L. B. Cebik pisze:
Janusz,
I would be honored to have you translate the article on link coupled tuners into Polish for your readers and fellow hams. I fully understand that there may be necessary revisions of idioms to convey the sense of some material from one language to the other. Your commitment gives me trust that you will do a fine job. So you have my permission, with my hope that the information will be useful to the amateur in Poland.
-73-
LB, W4RNL
Janusz, VE3ABX
Ottawa, 29 Maja, 2004
L. B. Cebik, W4RNL Web site "Amateur Radio"